基于电力电子变压器的中压三端口柔性多状态开关拓扑的制作方法

本发明属于柔性多状态开关领域，涉及一种模块化、中压、三端口的柔性多状态开关拓扑。

背景技术：

在未来的智能配电网中，广泛接入的分布式电源加剧了系统运行的不确定性，带来一系列问题，如电压越线、线路过载等。这些问题促使配电网进行实时的网络重构与有功功率管理。目前配电网的网络重构主要依靠传统的机械式联络开关，由于开关损耗与冲击电流等限制，传统的机械开关不可能频繁开断，这限制了配电网网络重构的实时性，难以满足未来智能配电网的需求。

柔性多状态开关是一种连接两个或多个配电线路的电力电子装置，可以实时改变两个配电线路间的传输功率，实时调整通断状态，能够取代传统的机械开关，有助于配电网应对分布式电源接入后带来的一系列问题。

截止到目前，世界范围内对柔性多状态开关的研究还停留在整体概念层面与电网运行层面上。在具体的电力电子装置层面上尚属空白。在不同的电压等级、功率等级、端口数量下，柔性多状态开关可以采用的具体拓扑与不同拓扑之间的优劣分析，还属于研究空白。

技术实现要素：

本发明的目的在于提出一种基于电力电子变压器的中压三端口柔性多状态开关拓扑，用以取代中压配电系统中的传统的机械式联络开关，称为柔性多状态开关。利用柔性多状态开关，可对多条中压配电进行线路进行联络/断开控制，以实现配电系统网络的快速重构；可对多个中压配电线路进行功率调节，以实现配电网络中的潮流分布优化。为了达到这一目的，柔性多状态开关需要一种合适的拓扑。

本发明是通过以下的技术方案来实现：

一种基于电力电子变压器的中压三端口柔性多状态开关拓扑，包括三个串联输出级甲、乙、丙与一个高频隔离级，高频隔离级与三个串联输出级分别连接。

串联输出级为三相，每相包括n个相同的串联的ac-dc变流器，n为自然数；每个ac-dc变流器的直流端之间并联有电容；每相串联的ac-dc变流器总的交流侧连接有电抗器，再与输入配电线路的一相相连接；相与相之间三角形连接或星形连接；

隔离级包括3n个三端口高频变压器与9n个ac-dc变流器；每3个ac-dc变流器通过一个高频变压器连接起来，构成一个隔离级单元，隔离级一共有3n个隔离级单元。

高频隔离级的每个ac-dc变流器均与某一个串联输入级的一个ac-dc变流器在直流端口连接。

串联输出级甲的a相的n个ac-dc变流器通过n个高频隔离级单元与串联输出级乙的a相的n个ac-dc变流器、串联输出级丙的a相的n个ac-dc变流器连接。

串联输出级甲的b相的n个ac-dc变流器通过n个高频隔离级单元与串联输出级乙的b相的n个ac-dc变流器、串联输出级丙的b相的n个ac-dc变流器连接。

串联输出级甲的c相的n个ac-dc变流器通过n个高频隔离级单元与串联输出级乙的c相的n个ac-dc变流器、串联输出级丙的c相的n个ac-dc变流器连接。

每一个高频隔离级单元及与其连接的来自三个串联输出级的三个ac-dc变流器组成一个柔性多状态开关单元，全系统包括3n个这样的柔性多状态开关单元。

与现有技术相比，本发明的有益技术效果是：

1、可以实现三个中压配电线路的通/断控制，实现传统机械开关的功能；

2、可以任意控制三个配电线路之间的有功功率流动，超越传统机械开关的功能；

3、可以补偿无功功率与谐波；

4、采用高频变压器实现各个三个串联输出级的电气隔离，省去了多绕组工频隔离变压器，体积较小。

附图说明

图1为基于电力电子变压器的中压三端口柔性多状态开关拓扑。

图2为三端口柔性多状态开关的基本单元图。

图3为高频隔离级单元的电压波形图；图中的电压u甲、u乙、u丙与图2对应；φ乙和φ丙分别是某一个高频变压器乙、丙端对应的两个ac-dc变流器所产生的交流方波电压相对于甲端对应的ac-dc变流器所产生的交流方波电压的相位差；。

图4为串联输出级甲的控制策略。

图5为高频隔离级的控制策略。

图6为串联输出级乙、丙的控制策略。

图7为串联输出级丙的端口电流波形。

图8为串联输出级乙的端口电流波形。

图9为串联输出级甲的端口电流波形。

图10为串联输出级丙的各ac-dc变流器的直流电压。

图11为串联输出级乙的各ac-dc变流器的直流电压。

图12为串联输出级甲的各ac-dc变流器的直流电压。

具体实施方式

本发明提供的中压三端口柔性多状态开关拓扑，采用三个串联输出级与一个高频隔离级的结构。下面结合具体的实施例和附图对本发明做进一步的详细说明，所述是对本发明的解释而不是限定。

实施例：

中压三端口柔性多状态开关拓扑如图1所示，本发明由ac-dc变流器与三端口高频变压器构成，组成了一个10kv，每端口6mw的三端口系统。图1左为串联输出级甲，上为串联输出级乙，右为串联输出级丙，中间为高频隔离级。

所有的ac-dc变流器均由阻断电压3.3kv的igbt构成，变流器的直流侧电压为2000v。高频变压器的工作频率为2000hz。

图2中压三端口柔性多状态开关拓扑的基本单元。全系统一共有15个这样的基本单元。

串联输出级甲、乙、丙结构相同，以甲为例，每相包括5个ac-dc变流器，一共15个ac-dc变流器。每个ac-dc变流器的直流端之间并联有电容；每相中的5个ac-dc变流器在交流端口串联，并通过电抗器与中压配电线路甲的某一相连接；相与相之间星形连接。串联输出级乙与中压配电线路乙连接；串联输出级丙与中压配电线路丙连接。

高频隔离级有15个三端口高频变压器与45个单相ac-dc变流器。每一个三端口高频变压器的三个线圈分别与三个ac-dc变流器的交流端口连接。高频隔离级的45个ac-dc变流器中，15个与串联输出级甲的15个ac-dc变流器在直流端口一一对应连接，15个与串联输出级乙的15个ac-dc变流器在直流端口一一对应连接，15个与串联输出级丙的15个ac-dc变流器在直流端口一一对应连接。

本发明提出的拓扑可以控制三个交流中压系统之间的功率流动，可能的运行模式较多。在不同的运行模式下，系统的控制策略会有所区别，在此无法一一列举。本实施例中，以一种运行模式为例对系统的控制策略进行说明。所述是对本发明的运行模式及其对应的控制策略的举例说明而不是限定。

此运行模式为：甲、乙两个端口共同向丙端口提供有功功率，三个端口均不提供无功功率。

串联输出级甲的控制策略：

串联输出级甲的控制策略如图4所示。串联输出级甲的控制目标有两个，其一为实现电流单位功率因数，其二为所有的ac-dc变流器的电容电压相等且等于参考值。所述串联输出级甲的控制包括平均直流电压控制、相间直流电压均衡控制以及相内各ac-dc变流器的直流电压均衡控制三个层面。平均直流电压控制用dq电压电流双闭环控制来实现；相间直流电压均衡控制采用用于平衡三相间的功率的零序电压注入来实现；相内各ac-dc变流器的直流电压均衡控制是通过用pi控制器调节各ac-dc变流器的的调制波幅值实现。

所述平均直流电压控制具体包括以下步骤：对串联输出级甲的全部ac-dc变流器的直流电压进行采样，平均直流电压即反映了串联输出级甲需要的有功功率。将平均直流电压与参考值比较，通过pi控制器得到d轴指令电流。因为本例中串联输出级甲不提供无功功率，因此q轴指令电流设定为0。

所述相间直流电压均衡控制具体包括以下步骤：对输入级a、b、c三相的直流电压进行采样，各相直流电压与平均直流电压的比较结果即反映了各相所需要的零序功率值，根据三相的零序功率值之和为0，将a、b两相各自的平均直流电压与三相总的平均直流电压比较，通过pi控制器得到a、b两相所需要的零序功率值的大小p0a、p0b，然后通过以下公式计算得到零序电压指令值：

其中，u0*为零序电压的幅值，θ为零序电压相对于配电线路甲的电流的相位差，is为配电线路甲的电流幅值。

相内各ac-dc变流器的直流电压均衡控制具体包括以下步骤：以a相为例，对a相所有ac-dc变流器的的直流电压进行采样，并得到a相所有ac-dc变流器的的平均直流电压。a相中各个ac-dc变流器的直流电压与a相的平均直流电压的差异即反应了各个ac-dc变流器的所需的有功功率调节量。将a相各个ac-dc变流器的直流电压与a相的平均直流电压比较，通过pi调节器得到a相各个ac-dc变流器的的微调系数，通过微调系数调节各个ac-dc变流器的调制波的幅值。

高频隔离级的控制策略：

高频隔离级的控制策略如图5所示。高频隔离级的控制目标：令串联输出级乙、丙的各个直流电容电压等于参考电压。在本例中，串联输出级甲的各个ac-dc变流器的直流电压由其自身控制，因此高频隔离级只需要控制串联输出级乙、丙的各个ac-dc变流器的直流电压。

高频隔离级每个三端口高频变压器及其连接的三个ac-dc变流器被视为一个高频隔离级单元，如图2所示。

高频隔离级单元采用高频方波调制，其电压波形如图3所示：三个ac-dc变流器均在交流端口输出一个两电平方波，正负占空比均为50％。以甲侧ac-dc变流器输出的方波为相位基准，乙侧、丙侧ac-dc变流器输出的方波与甲侧ac-dc变流器输出的方波之间有一定的相位差。相位差决定了乙侧、丙侧线圈能够获得的功率。

高频隔离级中，所有高频隔离级单元的甲侧ac-dc变流器输出的方波是同相位的，所有甲侧ac-dc变流器的控制信号是固定的，无需控制。

各个高频隔离级子单元中的乙、丙侧ac-dc变流器单独控制。乙侧直流电压的幅值即反映了乙侧需要的有功功率，将乙侧直流电压与参考电压比较，通过pi控制器得到乙侧ac-dc变流器输出的方波与甲侧ac-dc变流器输出的方波之间的相位差，通过该相位差实现对乙侧直流电压的控制。同理，丙侧直流电压的幅值即反映了丙侧需要的有功功率，将丙侧直流电压与参考电压比较，通过pi控制器得到丙侧ac-dc变流器输出的方波与甲侧ac-dc变流器输出的方波之间的相位差，通过该相位差实现对丙侧直流电压的控制。

串联输出级乙、丙的控制策略：

串联输出级乙、丙的控制策略如图6所示。串联输出级乙和丙的控制目标有1个，即实现电流单位功率因数。在本例中，串联输出级乙、丙的各个ac-dc变流器的直流电压由高频隔离级控制，因此串联输出级乙和丙只需要控制输出电流，不需要控制直流电压。

d轴电流指令为电网给定；q轴电流指令设定为0。每相中各个ac-dc变流器的调制波幅度相等。

仿真验证：

参照实施例中的系统参数，搭建了三端口柔性多状态开关的仿真。

0.2秒之前，丙端口的输出功率为5.5mw，线电流幅值450a；令乙端口输入功率为0，等效为断开；甲端口完全承担丙端口的输出功率，输入功率自动调节为5.5mw，线电流幅值450a。

0.2秒-0.3秒，丙端口输出功率不变；乙端口的输入功率指令变为2.45mw，线电流幅值200a；甲端口输入功率自动调节为3.05mw，线电流幅值250a。

波形如图7-图12所示。各图中均略去初始启动波形，只显示0.1-0.3秒的波形。

图7显示了丙端口的输出电流波形。输出电流幅值始终为450a。

图8显示了乙端口的输入电流波形。在0.2秒以前，输入电流为0，等效为断开；0.2秒以后，输入电流幅值为200a。

图9显示了甲端口的输入电流波形。在0.2秒以前，输入电流幅值为450a，甲端完全承担丙端的输出功率；在0.2秒以后，随着乙端的投入，甲端的电流幅值经调节后降为250a。

图10-12分别显示了串联输出端丙、乙、甲的各个直流电容电压。可见除调节过程之外，三个串联输出端的直流电容电压一直稳定在2000v。