一种采用复阻抗压缩网络的双频整流电路的制作方法

本发明涉及一种微波整流电路，具体涉及一种采用复阻抗压缩网络的双频整流电路。

背景技术：

无线能量传输分为短程传输方式、中程传输方式和远程传输方式三种类型。远程传输所应用的技术是微波无线能量传输技术(mpt:microwavepowertransmission)。微波无线能量传输系统先将直流电能变换为微波能量，再通过发射机定向发射到接收端，接收端将接收到的微波信号整流为直流电为负载传输电能，经历了电能——微波——电能的转换过程，从而实现非物理连接式能量传输。微波无线传输具有距离远，大规模，能改变传输方向，在空气中衰减小，不易受环境影响等优点。

对于微波无线能量传输系统来说，整流电路是其中重要的一环。整个系统的能量传输效率很大程度上取决于整流电路的效率，因此，很多研究致力于提高整流电路的效率，以此提高整个无线能量传输系统的性能。然而，在微波输能系统中，接收端的整流天线接收到的功率并不是恒定不变的，而是会受到传输路径上的损耗、多径反射等的影响，接收到的电磁波会发生变化。当整流电路的输入功率发生变化的时候，由于整流装置的非线性，其输入阻抗会发生很大的变化，引起阻抗失配并降低整流效率。传统的整流电路都是优化设计在特定的输入功率下，功率变化时整流效率易受影响。因此，整流电路在输入功率变化时效率下降非常快。

技术实现要素：

为了克服现有技术存在的缺点与不足，本发明提供一种采用复阻抗压缩网络的双频整流电路。

本发明由一个双频复阻抗压缩网络连接两个整流支路构成。当输入功率发生变化时，整流支路由于整流二极管的非线性特性，输入阻抗会发生变化，进而导致阻抗失配，降低整流效率。通过采用双频复阻抗压缩网络，能减小整流支路输入阻抗(复阻抗)的变化范围，提高电路在不同功率下的匹配性能和整流效率。不仅如此，采用该双频复阻抗压缩网络的整流电路能够实现双频整流，并且在两个工作频率上都能在宽功率范围实现高效率整流。

本发明采用如下技术方案：

一种采用复阻抗压缩网络的双频整流电路，包括上层微带结构、中间介质基板和底层金属地板，所述上层微带结构印制在中间介质基板的上表面，所述底层金属地板印制在中间介质基板的下表面，所述上层微带结构由一个双频复阻抗压缩网络i、第一整流支路ii及第二整流支路iii构成；

所述双频复阻抗压缩网络i由双频匹配网络和双频阻抗调控网络级联构成，所述双频匹配网络由第一微带线1、第二微带线2及第三微带线3构成，所述第二微带线2及第三微带线3与第一微带线1垂直连接，，所述双频阻抗调控网络由第一路径和第二路径并联而成，所述第一路径由第四微带线4、第五微带线5和第六微带线6构成，所述第五微带线5及第六微带线6与第四微带线4垂直连接，所述第一微带线1分别与第四微带线4及第二路径连接；

所述第一路径与第一整流支路ii连接，第二路径与第二整流支路iii连接。

所述第二微带线2及第三微带线3的结构及尺寸完全相同，且加载在第一微带线1同一侧的两端；

所述第五微带线5及第六微带线6的结构及尺寸完全相同，且分别加载在第四微带线4同一侧的两端。

所述第一整流支路ii由隔直流通交流的第一电容7、第一整流部分、第一谐波抑制网络及第一负载端构成；

所述第一整流部分由第八微带线8、第一整流管9、第二整流管10和第十一微带线11连接构成，所述第一整流管9和第二整流管10的正极分别与第八微带线8和第十一微带线11相连，所述第一整流管9及第二整流管10的负极均加载在第十二微带线12与第一电容7一端的连接处，所述第一电容7的另一端与第四微带线4连接，所述第八微带线8和第十一微带线11末端分别通过金属化过孔连接到底层金属地板；

所述第一谐波抑制网络包括第十二微带线12、分别用于抑制第一工作频率的二次谐波和基波的第十三微带线13和第十五微带线15，以及分别用于抑制第二工作频率的二次谐波和基波的第十四微带线14和第十六微带线16，其中第十三微带线13和第十五微带线15垂直加载在第十二微带线12的一侧，第十四微带线14和第十六微带线16垂直加载在第十二微带线12的另一侧；

所述第一负载端由第一电阻17和第十八微带线18构成，所述第一电阻17连接在第十二微带线12与第十八微带线18之间，所述第十八微带线18通过金属化过孔连接底层金属地板。

所述第二整流支路iii由隔直流通交流的第二电容19、第二整流部分、第二谐波抑制网络及第二负载端构成；

所述第二整流部分由第二十微带线20、第三整流管21、第四整流管22和第二十三微带线23连接构成，所述第三整流管21和第四整流管22的正极分别与第二十微带线20和第二十三微带线23相连，所述第三整流管21和第四整流管22的负极均加载在第二十四微带线24与第二电容19一端的连接处，所述第二电容19的另一端与第二路径连接，所述第二十微带线20和第二十三微带线23末端分别通过金属化过孔连接到底层金属地板；

所述第二谐波抑制网络包括第二十四微带线24、分别用于抑制第一工作频率的二次谐波和基波的第二十五微带线25和第二十七微带线27，以及分别用于抑制第二工作频率的二次谐波和基波的第二十六微带线26和第二十八微带线28，其中第二十五微带线25和第二十七微带线27垂直加载在第二十四微带线24的一侧，第二十六微带线26和第二十八微带线28垂直加载在第二十四微带线24的另一侧；

所述第二负载端由第二电阻29和第三十微带线30构成，所述第二电阻29连接在第二十四微带线24与第三十微带线30之间，所述第三十微带线30通过金属化过孔连接底层金属地板。

所述第一整流管9和第二整流管10均由两个二极管共阴极封装而成。

所述第一谐波抑制网络中的第十三微带线13和第十五微带线15分别为第一工作频率的二次谐波和基波的四分之一波长开路枝节线，第十四微带线14为第二工作频率二次谐波的四分之三波长开路枝节线，第十六微带线16为第二工作频率基波的四分之一波长开路枝节线。

所述第二整流部分的第三整流管21和第四整流管22均由两个二极管共阴极封装而成。

所述第二谐波抑制网络中的第二十五微带线25和第二十七微带线27分别为第一工作频率的二次谐波和基波的四分之一波长开路枝节线，第二十六微带线26为第二工作频率二次谐波的四分之三波长开路枝节线，第二十八微带线28为第二工作频率基波的四分之一波长开路枝节线。

所述双频复阻抗压缩网络i的双频阻抗调控网络在两个工作频率上均等效于一条满足以下公式的微带线，其特性阻抗zicn，电长度θicn：

其中zl0是从第一电容7往负载端看过去的等效阻抗，xl0是zl0的虚部，当zicn和θicn满足关系上式时，该等效的微带线能使两个整流路径的阻抗具有相反的相位，并在两个整流路径并联后减小总输入阻抗的变化范围。

所述双频阻抗调控网络的设计公式如下：

其中zb是第四微带线4的特性阻抗，θb1和θb2分别是第四微带线4在工作频率f1和f2时对应的电长度；za是第五和第六微带线5、6的特性阻抗，θa1和θa2分别是第五和第六微带线5、6在工作频率f1和f2时对应的电长度；当双频阻抗调控网络满足以上公式时，能使电路能在两个工作频率(f1和f2)上实现复阻抗压缩。

本发明的有益效果：

(1)本发明通过在两个整流支路前连接一个双频复阻抗压缩网络，减小随输入功率变化的输入阻抗变化的范围，提高电路匹配性能，使整个整流电路能在很宽的输入功率范围内获得高整流效率；

(2)本发明提出的采用复阻抗压缩网络的双频整流电路，能够在两个频率上实现高效率整流，且在两个工作频率上都能拓宽工作功率范围；

(3)本发明提出的采用复阻抗压缩网络的双频整流电路，相比于已有的基于实阻抗压缩网络的整流电路，不需要额外的辅助电路，因此设计灵活性更高，应用范围更广，且体积更小，结构更加简洁。

附图说明

图1是本发明的结构图；

图2是本发明实施例的示意图；

图3是双频复阻抗压缩网络的特性图；

图4是本发明实施例在不同输入功率下，与不带复阻抗压缩网络的普通双频整流电路的仿真效率比较图；

图5是本发明实施例在不同频率下的仿真与测量效率图；

图6是本发明实施例在不同输入功率下的仿真与测量效率图。

具体实施方式

下面结合实施例及附图，对本发明作进一步地详细说明，但本发明的实施方式不限于此。

实施例

如图1所示，一种采用复阻抗压缩网络的双频整流电路，包括上层微带结构、中间介质基板和底层金属地板，所述上层微带结构印制在中间介质基板的上表面，所述底层金属地板印制在中间介质基板的下表面，所述上层微带结构由一个双频复阻抗压缩网络i、第一整流支路ii及第二整流支路iii构成；

所述双频复阻抗压缩网络i由双频匹配网络和双频阻抗调控网络级联构成，所述双频匹配网络由第一微带线1和与第一微带线1垂直连接的第二微带线2和第三微带线3构成，所述双频阻抗调控网络由第一路径和第二路径并联而成，所述第一路径由第四微带线4和与第四微带线4垂直连接的第五微带线5和第六微带线6构成，所述第一微带线1分别与第四微带线4及第二路径连接。

所述双频复阻抗压缩网络i的第一路径与第一整流支路ii相连，所述双频复阻抗压缩网络i的第二路径与第二整流支路iii相连。当输入功率发生变化时，由于整流二极管的非线性特性，两个整流支路的输入阻抗会发生变化，导致阻抗失配并降低整流效率。通过采用双频复阻抗压缩网络i，能在两个工作频率上同时减小输入阻抗的变化范围，提高匹配性能和整流效率，从而在两个工作频率上都能在宽功率范围内实现高效率整流。

第二微带线2和第三微带线3的结构及尺寸完全相同，且分别加载到第一微带线1同一侧的两端。所述第五微带线5和第六微带线6的结构及尺寸完全相同，且分别加载到第四微带线4的同一侧的两端。

如图2所示，本发明提出的方法中，在单个频率上等效于通过一条微带线(特性阻抗zicn，电长度θicn)将第一整流支路ii的输入阻抗的相位转换成与第二整流支路iii相反。利用它们的相位补偿特性，当两个整流路径并联时，能减小总输入阻抗的变化范围。该微带线的设计公式如下

其中复阻抗zl0是阻抗变化范围的中值，且zl0＝rl0+jxl0。图3所示为采用的复阻抗压缩网络i的特性图。对于一个变化的阻抗(实部rl∈[1ω,1000ω]，虚部xl∈[-50ω,100ω])，经过复阻抗压缩网络i后，其变化范围能被大幅度缩小(实部re{zin}∈[17ω,70ω]，虚部im{zin}∈[-10ω,63ω])，有利于提高电路匹配性能。在整流电路设计中，通过阻抗调控网络后的输入阻抗采用另一条微带线(特性阻抗zm，电长度θm)匹配到输入端口。

为了进行双频化设计，本发明采用一个特殊设计的pi网络去替代这两条微带线，使电路能在两个工作频率(f1和f2)上实现复阻抗压缩和匹配。设计公式如下：

根据公式(2)-(5)可求出所述双频阻抗调控网络，根据公式(6)-(9)可求出所述双频匹配网络，综上，所述双频复阻抗压缩网络i可通过以上公式求得。在进行双频化设计之前，需要先对整流支路的输入阻抗进行调整，使其在两个工作频率上具有相近的阻抗变化范围。

所述第一整流支路ii由隔直流通交流的第一电容7、第一整流部分、第一谐波抑制网络及第一负载端构成。

所述第一整流部分由第八微带线8、第一整流管9、第二整流管10和第十一微带线11连接构成。所述第一整流管9和第二整流管10的正极分别与第八微带线8和第十一微带线11相连；所述第一整流管9及第二整流管10的负极均加载在第十二微带线12与第一电容7一端的连接处。所述第一电容7的另一端与第四微带线4连接；所述第八微带线8和第十一微带线11末端分别通过金属化过孔连接到底层金属地板；所述第一整流管9和第二整流管10均由两个二极管共阴极封装而成。

所述第一谐波抑制网络由第十二微带线12和垂直加载在第十二微带线12上的第十三微带线13、第十四微带线14、第十五微带线15和第十六微带线16构成。其中第十三微带线13和第十五微带线15加载在第十二微带线12的一侧，分别用于抑制第一工作频率的二次谐波和基波；第十四微带线14和第十六微带线16加载在第十二微带线12的另一侧，分别用于抑制第二工作频率的二次谐波和基波。进一步的，第十三微带线13和第十五微带线15分别为第一工作频率的二次谐波和基波的四分之一波长开路枝节线；第十四微带线14为第二工作频率二次谐波的四分之三波长开路枝节线；第十六微带线16为第二工作频率基波的四分之一波长开路枝节线。

所述第一负载端由第一电阻17和第十八微带线18构成，所述第一电阻17连接在第十二微带线12与第十八微带线18之间，所述第十八微带线18通过金属化过孔连接底层金属地板。

所述第二整流支路iii由隔直流通交流的第二电容19、第二整流部分、第二谐波抑制网络及第二负载端构成。

所述第二整流部分由第二十微带线20、第三整流管21、第四整流管22和第二十三微带线23连接构成。所述第三整流管21和第四整流管22的正极分别与第二十微带线20和第二十三微带线23相连，所述第三整流管21和第四整流管22的负极均加载在第二十四微带线24与第二电容19一端的连接处。所述第二电容19的另一端与第二路径连接；所述第二十微带线20和第二十三微带线23末端分别通过金属化过孔连接到底层金属地板；所述整流部分的第三整流管21和第四整流管22均由两个二极管共阴极封装而成。

所述第二谐波抑制网络由第二十四微带线24和垂直加载在第二十四微带线24上的第二十五微带线25、第二十六微带线26、第二十七微带线27和第二十八微带线28构成。其中第二十五微带线25和第二十七微带线27加载在第二十四微带线24的一侧，分别用于抑制第一工作频率的二次谐波和基波；第二十六微带线26和第二十八微带线28加载在第二十四微带线24的另一侧，分别用于抑制第二工作频率的二次谐波和基波。进一步的，所述第二十五微带线25和第二十七微带线27分别为第一工作频率的二次谐波和基波的四分之一波长开路枝节线；第二十六微带线26为第二工作频率二次谐波的四分之三波长开路枝节线；第二十八微带线28为第二工作频率基波的四分之一波长开路枝节线。

所述第二负载端由第二电阻29和第三十微带线30构成，所述第二电阻29连接在第二十四微带线24与第三十微带线30之间，所述第三十微带线30通过金属化过孔连接底层金属地板。

本实施例中采用复阻抗压缩网络的双频整流电路的结构如图1所示，以下仅仅为本发明的一个实例。本实例设计了一个工作在2.45ghz和5.8ghz的采用复阻抗压缩网络的双频整流电路，两个工作频率分别为2.45ghz和5.8ghz，本实例中选择的二极管型号是安华高公司的hsms-286f,所用的介质基板为rogers5880,其厚度为31mil，介电常数为2.2。具体电路尺寸选择如下：第一微带线的长＝14mm，宽＝2.3mm；第二微带线的长＝11.7mm，宽＝0.4mm；第三微带线的长＝11.7mm，宽＝0.4mm；第四微带线的长＝14mm，宽＝1.5mm；第五微带线的长＝13.7mm，宽＝0.3mm；第六微带线的长＝13.7mm，宽＝0.3mm；第八微带线的长＝14.1mm，宽＝3mm；第十一微带线的长＝14.1mm，宽＝3mm；第十二微带线的长＝46.1mm，宽＝2.4mm；第十三微带线的长＝11.2mm，宽＝4.8mm；第十四微带线的长＝14.1mm，宽＝4.8mm；第十五微带线的长＝22.3mm，宽＝2.4mm；第十六微带线的长＝9.4mm，宽＝2.4mm；第十八微带线的长＝1.6mm，宽＝1.6mm；第二十微带线的长＝14.1mm，宽＝3mm；第二十三微带线的长＝14.1mm，宽＝3mm；第二十四微带线的长＝46.1mm，宽＝2.4mm；第二十五微带线的长＝11.2mm，宽＝4.8mm；第二十六微带线的长＝14.1mm，宽＝4.8mm；第二十七微带线的长＝22.3mm，宽＝2.4mm；第二十八微带线的长＝9.4mm，宽＝2.4mm；第三十微带线的长＝1.6mm，宽＝1.6mm；第一电容＝330pf，第二电容＝330pf；第一电阻＝360ω，第二电阻＝360ω。电路整体尺寸为82.3mm×67.5mm。

图3所示是双频复阻抗压缩网络的特性图。图中横坐标数字表示阻抗实部，纵坐标数字表示阻抗虚部，单位为ω。横线部分表示加入复阻抗压缩之前的阻抗变化范围，实部rl∈[1ω,1000ω]，虚部xl∈[-50ω,100ω]。加入复阻抗压缩网络i后，大部分输入阻抗集中在实部re{zin}∈[17ω,70ω]，虚部im{zin}∈[-10ω,63ω]的范围内，其变化范围被大幅度缩小。

图4所示是本发明实施例在不同输入功率下，与不带复阻抗压缩网络的普通双频整流电路的仿真效率比较图。图中纵坐标数字表示整流效率，单位为％。仿真结果显示，在2.45ghz工作频率下，本发明提出的带复阻抗压缩网络的整流电路与不带复阻抗压缩网络的普通整流电路相比，整流效率高于50％以上的输入功率范围拓宽了5.2db。在5.8ghz工作频率下，则拓宽了3.6db。同时也可以看到，在低输入功率范围内，本发明提出的带复阻抗压缩网络的整流电路能实现更高的效率。在输入功率高于最高效率对应的功率后，二极管被击穿，此时二极管本身损耗远大于匹配损耗，因此效率没有提升，属于正常情况。

图5和图6所示分别是本发明实施例在不同频率下和不同输入功率下的仿真与测量效率图。图中纵坐标数字表示整流效率，单位为％。测试结果显示，本发明实施例能在2.45ghz和5.8ghz两个工作频率上实现高效率整流。而且，工作在2.45ghz时在2dbm到20.7dbm输入功率范围内整流效率高于50％；工作在5.8ghz时在10.6dbm到19.9dbm输入功率范围内整流效率高于50％。测试结果与仿真结果相符合，效率的稍微偏差是由电路加工误差和二极管模型精确度不够引起的，属于可接受范围。以上测试结果证明了本发明设计理论的正确性和可行性。

综上所述，本发明提出了一种采用复阻抗压缩网络的双频整流电路，该电路不仅能够实现双频整流，还能在两个工作频率上同时拓宽工作功率范围，在很宽的输入功率范围内保持高整流效率。该发明适合应用于无线能量传输系统的接收端，以减小对输入功率变化的敏感性。

上述实施例为本发明较佳的实施方式，但本发明的实施方式并不受所述实施例的限制，其他的任何未背离本发明的精神实质与原理下所作的改变、修饰、替代、组合、简化，均应为等效的置换方式，都包含在本发明的保护范围之内。