一种同步整流原边反馈反激式电源的恒压输出控制系统的制作方法

本发明属于隔离式开关电源变换器技术领域，特别涉及一种同步整流原边反馈反激式电源的恒压输出控制系统。

背景技术：

随着全球电子市场的迅速发展，未来对电源管理类芯片的需求越来越大。消费者对轻薄产品需求不断增长的情况下，产品的小型化是一大趋势。此外，随着高通公布新一代quickcharge3.0快速充电技术，进一步将移动电子设备的充电功率提升到了30瓦特的中等功率水平，对于电源的技术发展趋势而言，功率的需求将越来越大。常用的开关电源各种拓扑结构分门别类，buck，boost适用于低电压大电流的场合，缺点是原副边不能隔离；半桥、全桥变换器和推挽式变换器在电路结构上需要多个功率开关管完成控制，一般应用于大功率的工业电源，功率从几百w到几千w不等，小功率情况下成本较高；而反激式开关电源只需要单个功率开关管，元器件少、体积小、成本低，具有电路结构简单、输入输出电气隔离、可以同时输出多路电压等优点，被广泛使用于100w以下的电源应用场合。

传统的反激式开关变换器采用二极管整流方式。对于大功率的电源系统应用上，二极管的损耗己成为提高系统效率的瓶颈。为了提高效率和降低损耗的需要，采用同步整流技术已经成为了一种必要的手段。同步整流技术就是使用低导通电阻、高输入阻抗的mosfet来代替二极管进行整流，同步整流管导通电阻低、正向压降小，因而整流损耗低，大大提高了反激式开关电源的效率。

目前，阻碍数字控制同步整流原边反馈反激变换器大功率下运用的问题在于：同步整流情况下，已经成熟的数字逼近式双线拐点采样方案不准。数字逼近式双线拐点采样方案，就是利用拐点位置的特殊性，通过设定双线间隙压差，利用采样波形在拐点处斜率不同，能够采样到间隙时间的差别，从而上下移动双线，始终跟随在拐点位置附近。然而，在同步整流结构下，采样波形并不适合双线采样方案：由于在同步整流结构下，同步整流管导通电阻小，仅为十几至几十毫欧，因此无论是连续电流模式(ccm)和非连续电流模式(dcm)下，都存在采样波形斜率小，拐点之后陡直的问题，此外，在实际情况下，同步整流一般在拐点之前就关闭了，此时变为寄生二极管dsr导通，正向导通压降vf为1v，如果是拐点采样，采样到的电压大小为vo+vf，此时采样精度反而受拐点位置影响会变差，导致采样精度不高，而且跟随拐点效果较差，导致闭环稳定性和恒压精度差，因此需要针对问题提出相应改进采样解决方案。

技术实现要素：

本发明是针对现有的数字逼近双线采样方案对原边控制同步整流结构的采样缺陷，提出同步整流原边反馈反激式电源的恒压输出控制系统，采用单输出dac中点采样方案，利用三角波发生器产生的单斜坡数字波，和dac产生的参考电压相叠加，形成用于采样的斜坡vref_slope。利用比较器将采样的单斜坡数字波vref_slope与辅助绕组采得的vsense电压进行比较，得到副边电流复位时间tr中点时刻，即tr/2时刻，记为复位时间中点tmid时刻辅助绕组上的电压信号vsense(tmid)。无论采样波形斜率如何、拐点如何，单输出dac中点采样都能获得较高的采样精度和较好的拐点跟随效果。同时对单输出dac中点采样误差进行分析，设计出一种可同时作用在连续电流模式(ccm)和非连续电流模式(dcm)下的采样补偿方案来进一步对中点采样得到的采样电压进行修正，从而补偿中点采样电压误差，能够实现dcm和ccm下的输出电压精准恒压。此外，采样电路只需单输出dac和比较器即可实现，与模数转换器adc直接采样原边电流或辅助绕组的中点电压相比，成本低廉。

为实现上述目的，本发明采用的技术方案如下：

一种同步整流原边反馈反激式电源的恒压输出控制系统，以采用同步整流方式的反激式变换器主拓扑结构为控制对象，其特征在于：包括单输出dac中点采样模块、采样误差补偿模块、电流检测模块、数字控制模块、pwm驱动模块和隔离驱动模块构成的控制系统，该控制系统与受控的同步整流反激式变换器主拓扑构成闭环；单输出dac中点采样模块的输入端连接辅助绕组采样的电压信号vsense，单输出dac中点采样模块的输出为副边电流复位时间tr中点时刻，即tr/2时刻辅助绕组上的电压信号vsense(tmid)，电流检测模块，在不采用传统大面积的模数转换器情况下，完全使用纯数字的方式，通过dac采样机制，间接采样并推算得到dcm和ccm情况下原边平均电流imid_p和副边平均电流is(tmid)的大小，采样误差补偿模块接受电流检测模块输出的副边平均电流is(tmid)和单输出dac中点采样模块输出的tr/2时刻辅助绕组上的电压信号vsense(tmid)，分别在非连续电流模式dcm和连续电流模式ccm下，推算出电压信号vsense(tmid)与其理想波形的dcm情况下的偏差值verr_dcm或ccm情况下的偏差值verr_ccm，对单输出dac中点采样进行精确补偿，得到补偿后的tr/2时刻中点电压信号vsense′(tmid)输出给数字控制模块，数字控制模块通过补偿后的中点电压信号vsense′(tmid)与系统预设的固定值vref的误差e(n)，利用比例和积分计算出控制量vc(n)输出给pwm驱动模块，pwm驱动模块产生原边开关管占空比控制信号duty控制原边开关管，产生副边同步整流管占空比控制信号duty_sr经隔离驱动模块控制副边同步整流管，实现对同步整流原边反馈反激式电源的恒压输出控制。

所述单输出dac中点采样模块包括数模转换器dac、三角波发生器、比较器cmp1、比较器cmp2、计数器和反馈量计算模块；利用三角波发生器产生的单斜坡数字波与dac产生的参考电压相叠加，形成用于采样的单斜坡数字波的电压信号vref_slope，将单斜坡数字波的电压信号vref_slope与辅助绕组采样的电压信号vsense通过比较器cmp1和cmp2进行比较，辅助绕组采样的电压信号vsense分别连接比较器cmp1和cmp2的正端，比较器cmp1的负端连接单斜坡数字波的电压信号vref_slope，比较器cmp2的负端连接零电压，将比较器cmp1输出的反馈比较信号vref_comp和比较器cmp2输出的过零比较信号vzvs_comp输出给计数器，计数器根据反馈比较信号vref_comp和过零比较信号vzvs_comp的高低电平变化，计数得到单斜坡数字波电压信号vref_slope从起始电压vinitial位置上升到与辅助绕组采样的电压信号vsense相交所需要的总时间δtr_half及副边电流从峰值降低到最低点所需要的复位时间tr输出给反馈量计算模块，反馈量计算模块在每个开关周期不断的比较δtr_half和副边电流复位时间tr的中点时刻，即tr/2的大小关系，精确周密地产生单斜坡数字波起始电压vinitial的数字值，并将其反馈输出给数模转换器dac和三角波发生器，重新进行上述三角波发生器产生的单斜坡数字波与dac产生的参考电压相叠加、比较器比较、计数器计数和反馈量计算过程，以保证单斜坡数字波电压信号vref_slope的起始位置，直至当δtr_half＝tr/2时，即表明当辅助绕组上的电压信号vsense与单斜坡数字波的电压信号vref_slope相等，将此刻的单斜坡数字波的电压信号vref_slope的值赋值给中点电压信号vsense(tmid)，作为本次开关周期内单输出dac中点采样模块的输出。

所述电流检测模块包括一个单输入双输出的dac和两个比较器cmp3和cmp4以及原边电流时间计数模块和副边平均电流计算模块；单输入双输出dac的输入是数字控制模块输出的原边峰值电流对应于原边电流采样电阻上的电压数字值vpeak_d，单输入双输出dac输出为该电压数字值vpeak_d对应的模拟值vpeak和vpeak_half，其中vpeak_half取值为原边峰值电流的k倍，即k·ipeak_p，0<k<1，比较器cmp3的正端连接原边电流采样电阻rcs两端的电压vcs，比较器cmp3的负端连接原边峰值电流对应于原边电流采样电阻上的电压模拟值vpeak，比较器cmp4的正端亦连接原边电流采样电阻rcs两端的电压vcs，比较器cmp4的负端连接原边电流采样电阻上的电压模拟值vpeak_half，比较器cmp3的输出信号vcmp1和比较器cmp4的输出信号vcmp2均连接原边电流时间计数模块；原边电流时间计数模块包括两个计数器，两个计数器的输入信号分别为两个比较器的输出信号vcmp1和vcmp2，根据vcmp1和vcmp2高低电平的变化，得出dcm和ccm情况下原边电流从零安培或初始电流线性增加到峰值电流的时间，从而分别计算出原边电流从原边绕组电感初始电流in_p上升到参考电平iref所需要的时间ta和原边电流从参考电平iref上升到原边绕组电感峰值电流ipeak_p所需要的时间tb，副边平均电流计算模块的输入信号为原边电流时间计数模块输出的时间信号ta和tb，和单输入双输出dac的输入信号即原边峰值电流对应于原边电流采样电阻上的电压数字值vpeak_d，利用vpeak_d除以原边电流采样电阻rcs的阻值，推算出原边绕组电感峰值电流ipeak_p对应的数字量，并代入is(tmid)的表达式即得到dcm和ccm情况下的副边平均电流is(tmid)，并将其与单输出dac中点采样模块输出的中点电压信号vsense(tmid)一起输出给采样误差补偿模块对单输出dac中点采样方案进行精确补偿，实现恒压精准控制。

所述采样误差补偿模块用于对单输出dac中点采样模块在副边电流复位时间中点tr/2时刻采样得到辅助绕组上的电压信号vsense(tmid)进行采样误差补偿，得到修正后的中点电压信号vsense′(tmid)，采样误差补偿模块的输入信号由电流检测模块的输出信号is(tmid)和单输出dac中点采样模块的输出信号vsense(tmid)提供；

dcm情况下单输出dac中点采样方案的采样误差verr_dcm由下式求得：

vsense为辅助绕组采样电压，vsense(tmid)为副边电流复位时间tr中点时刻，即tr/2时刻辅助绕组上的电压，r1和r2分别为辅助绕组两端采样分压电阻，np、na和ns分别为变压器原边绕组、辅助绕组和副边绕组的匝数，rs为变压器副边绕组的欧姆电阻，ron为同步整流管的导通电阻，vo为副边输出端电压；

ccm情况下单输出dac中点采样方案的采样误差verr_ccm由下式求得：

ipeak_p为原边绕组电感峰值电流，k仍然表示原边电流采样电阻上的电压模拟值vpeak_half为原边峰值电流的k倍，即vpeak_half＝k·ipeak_p，0<k<1；通过以上两公式分别求得了dcm工作模式和ccm工作模式下中点实际波形vsense(tmid)与其理想波形的误差verr_dcm和verr_ccm，将dcm工作模式和ccm工作模式下的实际波形vsense(tmid)自适应地补偿verr_dcm和verr_ccm大小，得到修正后的中点电压信号vsense′(tmid)。

本发明的优点及显著效果：针对同步整流结构下，采样波形斜率小、拐点之后陡直、以及拐点处电压大小从vo变为vo+vf而导致的采样精度不高问题，本发明单输出dac中点采样方案，通过产生单斜坡数字波vref_slope，采样辅助绕组上的中点电压信号vsense(tmid)，避免了现有采样方案采样精度受拐点位置影响变差的问题。并且对单输出dac中点采样方案提出了一种基于电流检测模块推算中点采样误差的补偿算法，以修正中点处的辅助绕组上的采样电压vsense′(tmid)，在单周期内迅速补偿单输出dac中点采样方案的输出电压误差，实现精准恒压。通过最终仿真和测试，比较发现，能够得到恒压精度为±1％的效果，大大地提高了同步整流结构下原边反馈反激式变换器的恒压特性。

附图说明

图1为传统的采用二极管整流方式的原边反馈反激式开关变换器电路图；

图2为现有的数字逼近式双线拐点采样技术在同步整流结构中存在采样不准问题的示意图；

图3为本发明采用同步整流方式的原边反馈反激式开关变换器恒压控制系统整体实现电路图；

图4为图3中单输出dac中点采样模块的内部结构图；

图5位图3中单输出dac中点采样方案的数字波工作波形图；

图6为图3中连续电流模式和非连续电流模式的采样误差补偿波形图；

图7为图3中电流检测模块的内部结构图；

图8是采样误差补偿模块的内部结构图；

图9是数字控制模块的内部结构图；

图10为数字逼近式双线拐点采样采样方案、未加入补偿策略的单输出dac中点采样方案和加入补偿策略后的单输出dac中点采样方案三种采样方案的恒压精度测试对比图。

具体实施方式

为了更清楚地说明本发明，下面将结合附图及实施例，对本发明的技术方案进行清楚、完整的描述。

图1是现有技术采用二极管整流方式的原边反馈反激式开关变换器电路图。图中给出了psr反激变换器的主拓扑结构。主要包括输入整流滤波部分、变压器部分、输出整流滤波部分以及采样部分。交流电经整流桥到输入滤波电容c1，得到低频波动直流电压vg(t),并连接在变压器t1的原边绕组侧。rcd钳位电路由电阻r3、电容c3以及二极管d4组成，以抑制开关管q1关断瞬间的电流过冲。t1有三个绕组，分别为原边绕组，辅助绕组以及副边绕组，绕组的匝数分别为np，na，ns。其中原边绕组和副边绕组的同名端相反，辅助绕组和副边绕组的同名端相同。辅助绕组通过分压电阻r1，r2采样psr波形信号vsense。q1接原边电流采样电阻rcs到地，原边电流流经rcs以电压信号vcs的形式被采样。q1开关状态通过占空比信号duty来控制，将原边能量经t1传递到副边。副边绕组通过续流二极管d1和储能电容c2将能量给负载rl使用，副边绕组输出电压为vo。

图2是现有技术中数字逼近式双线拐点采样方案在同步整流结构中存在采样不准问题的示意图。数字逼近式双线拐点采样方案，就是利用拐点位置的特殊性，通过设定双线间隙压差，利用采样波形在拐点处斜率不同，能够采样到间隙时间的差别，从而上下移动双线，始终跟随在拐点位置附近。然而，在同步整流方式的原边反馈反激式开关变换器中，采样波形并不适合双线采样方案。由于在同步整流结构下，同步整流管导通电阻小，仅为十几至几十毫欧，因此无论是连续电流模式(ccm)和非连续电流模式(dcm)下，都存在采样波形斜率小，拐点之后陡直的问题。同时在实际情况下，在t2时刻，同步整流一般在拐点之前就关闭了，此时变为寄生二极管dsr导通，正向导通压降vf为1v，如果是拐点采样，在t3时刻，拐点采样到的电压可能在vo+vf，此时采样精度反而受拐点位置影响会变差，导致采样精度不高，而且跟随拐点效果较差，导致闭环稳定性和稳压性能差，因此需要针对问题提出相应的改进采样方案。

图3是本发明采用同步整流方式的原边反馈反激式开关变换器恒压控制方案框图。与传统二极管整流方式相比，本发明基于采用同步整流方式的反激式变换器主拓扑结构，该拓扑结构包括开关管和变压器，恒压控制系统包括单输出dac中点采样模块、采样误差补偿模块、电流检测模块、数字控制模块、pwm驱动模块和隔离驱动模块。本发明提供了一种全数字控制方式、采用dac采样机制和单输出dac中点采样方案的恒压控制策略。如图所示，在原边反馈主拓扑结构下，本控制系统的单输出dac中点采样模块通过内部的反馈量计算模块，根据每个开关周期不断的比较δtr_half和tr/2的大小关系，精确周密地产生单斜坡数字波起始电压vinitial的数字值，用于三角波发生器产生数字单斜波，再和dac产生的模拟参考电压相叠加，形成用于单斜坡数字波vref_slope。最后利用比较器将采样的斜坡电压与辅助绕组采得的vsense电压进行比较，可以准确在辅助绕组上采样电压信号vsense。通过每个开关周期不断的比较δtr_half和tr/2的大小关系，反馈量计算模块精确周密地调整单斜坡数字波起始电压vinitial的数字值，可以保证单斜坡数字波电压信号vref_slope的起始位置，在不同负载条件下，始终能够跟随辅助绕组上的电压信号vsense的变化而变化，准确输出采样得到的中点采样电压信号vsense(tmid)，从而在稳态和动态条件下获得较好的中点跟随效果。此外，通过电流检测模块，在不采用传统大面积的模数转换器情况下，完全使用纯数字的方式，通过dac采样机制，间接采样并推算得到dcm和ccm情况下原边平均电流imid_p和副边平均电流is(tmid)的大小，并作为输出信号输入到采样误差补偿模块对单输出dac中点采样方案进行精确补偿。采样误差补偿模块的输入信号由电流检测模块的输出信号is(tmid)和单输出dac中点采样模块的输出信号vsense(tmid)提供，依据理论推导的公式7和公式13，分别在非连续电流模式(dcm)和连续电流模式(ccm)下，推算出实际波形vsense(tmid)与其理想波形的dcm情况下的偏差值verr_dcm(见式7)或ccm情况下的偏差值verr_ccm(见式13)，并对采样得到的误差进行补偿，得到补偿后的中点电压信号vsense′(tmid)。输出到数字控制模块中，数字控制模块根据经过补偿后的中点电压信号vsense′(tmid)与系统预设值vref的误差e(n)，利用比例和积分计算出控制量vc(n)，经过负反馈调节消除稳态误差，使输出电压vo趋于稳定。最后由pwm驱动模块产生原边开关管占空比控制信号duty和副边同步整流管占空比控制信号duty_sr，复位rs触发器，去产生占空比不同的pwm波形，控制原边开关管和副边同步整流管的开关，实现从数字信号到时间信号的转换，从而形成了数字控制开关电源的闭环系统。

图4是单输出dac中点采样模块的内部结构图。单输出dac中点采样模块包括数模转换器dac、三角波发生器、比较器cmp1、比较器cmp2、计数器和反馈量计算模块；利用三角波发生器产生的单斜坡数字波与dac产生的参考电压相叠加，形成用于采样的单斜坡数字波的电压信号vref_slope，将单斜坡数字波的电压信号vref_slope与辅助绕组采样的电压信号vsense通过比较器cmp1和cmp2进行比较，辅助绕组采样的电压信号vsense分别连接比较器cmp1和cmp2的正端，比较器cmp1的负端连接单斜坡数字波的电压信号vref_slope，比较器cmp2的负端连接零电压，将比较器cmp1输出的反馈比较信号vref_comp和比较器cmp2输出的过零比较信号vzvs_comp输出给计数器，计数器根据反馈比较信号vref_comp和过零比较信号vzvs_comp的高低电平变化，计数得到单斜坡数字波电压信号vref_slope从起始电压vinitial位置上升到与辅助绕组采样的电压信号vsense相交所需要的总时间δtr_half及副边电流从峰值降低到最低点所需要的复位时间tr输出给反馈量计算模块，反馈量计算模块在每个开关周期不断的比较δtr_half和副边电流复位时间tr的中点时刻，即tr/2的大小关系，精确周密地产生单斜坡数字波起始电压vinitial的数字值，并将其反馈输出给数模转换器dac和三角波发生器，重新进行上述三角波发生器产生的单斜坡数字波与dac产生的参考电压相叠加、比较器比较、计数器计数和反馈量计算过程，以保证单斜坡数字波电压信号vref_slope的起始位置，直至当δtr_half＝tr/2时，即表明当辅助绕组上的电压信号vsense与单斜坡数字波的电压信号vref_slope相等，将此刻的单斜坡数字波的电压信号vref_slope的值赋值给中点电压信号vsense(tmid)，作为本次开关周期内单输出dac中点采样模块的输出。

单输出dac中点采样模块的功能是在副边电流复位时间中点tmid，采样得到辅助绕组上的电压信号vsense(tmid)。信号流向为：辅助绕组上的电压信号vsense作为输入信号流入，输入到两个比较器的正端，分别与单斜坡数字波的电压信号vref_slope和零电压进行比较，并分别得到反馈比较信号vref_comp和零比较信号vzvs_comp。计数器根据反馈比较信号vref_comp和过零比较信号vzvs_comp的高低电平变化，计数得到δtr_half与tr的大小，δtr_half为单斜坡数字波vref_slope从起始电压vinitial位置上升到与辅助绕组上电压信号vsense相交所需要的总时间，tr为副边电流从峰值降低到最低点所需要的复位时间。最后反馈量计算模块根据δtr_half与tr之间大小关系的不同，调整下一周期的单斜坡数字波起始电压vinitial的数字值，当辅助绕组上的电压信号vsense与单斜坡数字波的电压信号vref_slope相等时，将此刻单斜坡数字波的电压信号vref_slope的值赋值给中点电压信号vsense(tmid)，作为本次开关周期内单输出dac中点采样模块的输出信号输出。需要说明的是，每一周期都会输出中点电压信号vsense(tmid)，虽然当负载变化、辅助绕组上的电压信号vsense发生变化的动态阶段，单输出dac中点采样模块的输出信号中点电压信号vsense(tmid)并不是严格意义上的tr/2时刻的辅助绕组上的电压信号vsense(tmid)，只是一个逐渐逼近的近似量，但是通过每个周期不断的比较δtr_half和tr/2的大小关系，随着逐渐逼近，在多个开关周期后，单输出dac中点采样模块输出的中点电压信号vsense(tmid)，就会是数值上严格等于tr/2时刻辅助绕组上电压信号vsense(tmid)的精确量)。因为单输出dac中点采样模块调整的速率很快，动态调整的周期跟稳态周期相比所占比例非常小，所以每个开关周期，辅助绕组上的电压信号vsense与单斜坡数字波的电压信号vref_slope相等时，被赋值的单输出dac中点采样模块输出信号都被称为中点电压信号vsense(tmid)。单输出dac中点采样模块内部的反馈量计算模块通过每个开关周期不断的比较δtr_half和tr/2的大小关系，精确周密地产生单斜坡数字波起始电压vinitial的数字值，用于三角波发生器产生数字单斜波，再和dac产生的模拟参考电压相叠加，形成用于单斜坡数字波vref_slope。最后利用比较器将采样的斜坡电压与辅助绕组采得的vsense电压进行比较，可以在辅助绕组上采样电压信号vsense。通过每个开关周期不断的比较δtr_half和tr/2的大小关系，反馈量计算模块精确周密地调整单斜坡数字波起始电压vinitial的数字值，可以保证单斜坡数字波电压信号vref_slope的起始位置，在不同负载条件下，始终能够跟随辅助绕组上的电压信号vsense的变化而变化，准确输出采样得到的中点采样电压信号vsense(tmid)，从而在稳态和动态条件下获得较好的中点跟随效果。

反馈量计算模块产生单斜坡数字波的电压信号vref_slope的机理将在图5中详细说明。

图5是单输出dac中点采样方案的数字波工作波形图。单输出dac斜坡采样方案中点跟踪采样的工作波形如图5所示，当vref_slope正好对准中点时，vref_slope和vsense的交点与零电压和vsense的交点之间的时间间隔如图5(a)所示；当vref_slope高于中点时，vref_slope和vsense的交点与零电压和vsense的交点之间的时间间隔如图5(b)所示；当vref_slope低于中点时，vref_slope和vsense的交点与零电压和vsense的交点之间的时间间隔如图5(c)所示。

t0时刻，反馈量计算模块为单斜坡数字波vref_slope赋初值，起始电压大小为vinitial，即vref_slope[0]＝vinitial；在t0-t2期间，单斜坡数字波在每个时钟周期自增一个单位大小的数字量，即vref_slope[n+1]＝vref_slope[n]+1；当辅助绕组上的电压信号vsense与单斜坡数字波的反馈电压vref_slope相等时，反馈比较信号vref_comp从高电平变为低电平，并将此刻单斜坡数字波的电压信号vref_slope的值赋值给中点电压信号vsense(tmid)，作为本次开关周期内采样模块的采样输出电压信号，输入至数字控制模块。而单斜坡数字波vref_slope继续在每个时钟周期自增一个单位大小的数字量，以消除同步整流管关断时辅助绕组上的电压信号vsense产生的振荡，防止反馈比较信号vref_comp产生干扰，引起计数器tr的误判。

单输出dac斜坡采样方案跟踪中点的判别方法是根据δtr_half与tr之间大小关系的不同，通过反馈量计算模块调整单斜坡数字波起始电压vinitial的数字值，来控制dac单输出斜坡数字波的起始位置，从而实现较好的中点跟随效果的。当原边开关管关断，副边同步整流管导通时，即t0时刻，原边励磁电感的能量耦合至副边，在漏感和开关管寄生电容的作用下，vsense会产生衰减振荡，之后vsense开始比较平稳的下降，此时电压下降是由于变压器副边绕组两端的电压随着电流的下降而下降，vsense的大小如式(1)所示，其中vs是变压器副边绕组两端的的压降：

此时，辅助绕组上的电压信号vsense、单斜坡数字波的电压信号vref_slope均高于零电压，因此反馈比较信号vref_comp和过零比较信号vzvs_comp由低电平变为高电平，计数器δtr_half与计数器tr开始计数；当辅助绕组上的电压信号vsense与单斜坡数字波的电压信号vref_slope相等时，反馈比较信号vref_comp从高电平变为低电平，计数器δtr_half停止计数，计数器tr保持计数。当副边同步整流管关断时，无论是dcm情况或是ccm情况，辅助绕组上的电压信号vsense会迅速降低至零电平以下，此时过零比较信号vzvs_comp由高电平变为低电平，计数器tr也停止计数。

dcm情况下，复位时间tr是副边电流从峰值降为0的时间。ccm情况下，副边电流不会降到0，复位时间tr表示原边开关管关断的时长。稳定状态下，不论是dcm情况或者是ccm情况下，复位时间tr的大小保持不变。因此，本设计的dac单输出斜坡采样方案跟踪的是复位时间的中点，将复位时间tr的二分之一设为参考值，记作tr/2，那么当δtr_half＝tr/2时，表明当辅助绕组上的电压信号vsense与单斜坡数字波的电压信号vref_slope相等时，如图5(b)，vref_slope就相当于vsense的中点电压。若δtr_half<tr/2时，如图5(a)所示，表明此时的单斜坡数字波的电压信号vref_slope大于vsense的中点电压，反之，若检测的δtr_half>tr/2时，如图5(c)所示，表明此时的此时的单斜坡数字波的电压信号vref_slope小于vsense的中点电压。根据δtr_half和tr/2的大小关系，通过反馈量计算模块上下调整单斜坡数字波起始电压vinitial的数字值，来控制dac单输出斜坡数字波的起始位置：

当δtr_half≥tr/2-6&&δtr_half<tr/2-4时，则下一个周期的vinitial[n+1]＝vinitial[n]-3；

当δtr_half≥tr/2-4&&δtr_half<tr/2-2时，则下一个周期的vinitial[n+1]＝vinitial[n]-2；

当δtr_half≥tr/2-2&&δtr_half<tr/2时，则下一个周期的vinitial[n+1]＝vinitial[n]-1；

当δtr_half＝tr/2时，则下一个周期的vinitial[n+1]＝vinitial[n]；

当δtr_half≤tr/2+2&&δtr_half>tr/2时，则下一个周期的vinitial[n+1]＝vinitial[n]+1；

当时，则下一个周期的vinitial[n+1]＝vinitial[n]+2；

当δtr_half≤tr/2+6&&δtr_half>tr/2+4时，则下一个周期的vinitial[n+1]＝vinitial[n]+3；

以此类推。

通过每个开关周期不断的比较δtr_half和tr/2的大小关系，以及反馈量计算模块精确周密地上下调整单斜坡数字波起始电压vinitial的数字值，保证单斜坡数字波电压信号vref_slope的起始位置，在不同负载条件下，始终能够跟随辅助绕组上的电压信号vsense的变化而变化，从而在稳态和动态条件下获得较好的中点跟随效果。

根据上述分析可知，这种单输出dac中点采样方案相比较传统的模拟采样方案，优点在于省去了设计较为复杂的adc，将辅助绕组的采样电压波形转化到便于数字分析的时域上来；相比较已经成熟的数字逼近式双线拐点采样方案，优点在于节省了单输入双输出dac和一个比较器，大为减小了面积消耗和能量损耗，同时也提高了时间间隔调整反馈电压的调整速度。

图6是采样误差补偿模块在连续电流模式和非连续电流模式下的采样误差补偿波形图。对于dcm工作模式，如图6的左侧图，在t0时刻，原边开关管被接通，原边绕组上的电流ip开始逐渐上升直至达到最大电流ipeak_p，此时ton导通期间相当于外界给原边绕组补充能量，而辅助绕组上的电压信号vsense几乎为零。在tr期间，t1时刻原边开关管被断开，原边绕组上的电流ip快速下降为零，而副边绕组上的电流is迅速拉升至最大值ipeak_s并且随后逐渐下降直至在时刻t2达到零安培，由于变压器漏感和开关管寄生电容的作用，会有一个短暂的衰减振荡，而后会以一个微小的斜率下降，并且在t1和t2之间，辅助绕组上的电压信号vsense下降，在t1和t2期间任意时刻t，辅助绕组上的电压vsense(t)的大小如公式(2)所示，其中vs(t)代表变压器副边绕组两端的电压，r1和r2代表辅助绕组两端采样分压电阻，na代表变压器辅助绕组匝数，ns代表变压器副边绕组匝数：

在t2和t3期间，即死区时间td内，变压器辅助绕组两端的电压信号vsense会以固定的周期进行衰减振荡，振荡周期与开关寄生电容cd和l有关，直到下一周期半导体开关导通，该循环重新开始。图6右侧ccm工作模式，和dcm的波形实质上相同，只是ccm在副边绕组上的电流is不会下降到零，在t1和t2期间任意时刻t，辅助绕组上的电压vsense(t)的大小与dcm情形下的电压相同。

与数字逼近式双线拐点采样方案跟踪拐点相比，本设计的单输出dac中点采样的方法是跟踪中点，中点处辅助绕组上的电压信号vsense(t)比拐点处辅助绕组上的电压信号vsense高is(t)·(rs+ron)，其中vo代表副边输出端电压，is(t)代表在t1和t2期间副边绕组上的电流，rs代表变压器副边绕组的欧姆电阻，ron代表同步整流管的导通电阻，则在t1和t2期间，辅助绕组上的电压vsense(t)的大小如式(3)所示：

因此，依据上述公式推算出单输出dac中点采样方案在中点tmid时刻的采样电压vsense应当比数字逼近式双线拐点采样方案的拐点采样电压高is(tmid)·(rs+ron)。rs和ron取决于变压器副边绕组的欧姆电阻、同步整流管导通电阻，可以查阅数据手册或实际测得，为已知量。不过，应当注意的是，is(t)的实际值是随时间变化的，在不同负载下，在中点tmid时刻的is(tmid)的电流大小也是不同的，因此是无法直接获取准确的。所以，单输出dac中点采样方案存在采样误差，难以进行精确的输出电压调节。

如以上所讨论的，本发明设计对单输出dac中点采样方案提出了一种基于电流检测模块推算中点采样误差的补偿算法，以修正中点处的辅助绕组上的采样电压vsense(tmid)，来补偿单输出dac中点采样方案的输出电压误差，实现精准恒压。

非连续电流模式(dcm)下，由于副边绕组上的电流会在复位时间tr内从峰值ipeak_s线性下降至零安培，本设计采用的是单输出dac中点采样方案，因此中点tmid时刻对应的副边绕组电流is(tmid)实际上就是副边平均电流，可以求得is(tmid)大小为ipeak_s/2。根据变压器原理，可得ipeak_s和ipeak_p的关系，如下式(4)、(5)所示：

vpeak为原边电流采样电阻峰值电压，是由数字控制模块的输出信号vpeak_d通过数模转换器dac转换得到的模拟量，rcs为原边电流采样电阻，ipeak_p是原边绕组电感峰值电流，np为变压器原边绕组匝数，ns为变压器副边绕组匝数，均为已知量。求得dcm情况下的副边平均电流is(tmid)后，理想波形在中点处的vsense参考电压大小如式(6)所示：

dcm情况下单输出dac中点采样方案的采样误差verr_dcm也可以由此求得，如式(7)：

连续电流模式(ccm)下，副边绕组上的电流不会降到0，设ipeak_p是原边绕组电感峰值电流，为已知量，in_p为ccm情况下原边绕组电感初始电流，为未知量，中点tmid时刻对应的副边绕组电流is(tmid)仍然是副边平均电流，但是由于in_p未知，无法求得副边平均电流。因此，引入新的参考电平iref，借用ccm情况下原边电流从初始值in_p上升到iref所需要的时间ta来计算原边平均电流，并通过变压器原副边电流的比例关系，求得副边平均电流is(tmid)。

设原边平均电流为imid_p，副边平均电流为imid_s，由图6所示ccm情况下原边绕组电感峰值电流ipeak_p、原边绕组电感初始电流in_p、原边平均电流为imid_p和参考电平iref的比例关系可得式(8)：

可以推出式(9)：

根据变压器原理，副边平均电流is(tmid)与原边平均电流imid_p成比例关系，推出式(10)：

当参考电平iref取值为k·ipeak_p(0&lt;k&lt;1)时，表达式可简化为式(11)：

求得ccm情况下的副边平均电流is(tmid)后，理想波形在中点处的vsense参考电压大小如式(12)所示：

ccm情况下单输出dac中点采样方案的采样误差verr_ccm也可以由此求得，如式(13)：

综上所述，式7和式13分别求得了dcm工作模式和ccm工作模式下中点实际波形vsense(tmid)与其理想波形的误差verr_dcm和verr_ccm，将dcm工作模式和ccm工作模式下的实际波形vsense(tmid)自适应地迅速补偿verr_dcm和verr_ccm大小，得到补偿后的中点电压信号vsense′(tmid)，则可以使实际波形达到理想位置，输出到数字控制模块中，用于负反馈调节使输出电压vo趋于稳定，提高了同步整流原边反馈反激变换器在任意负载下的恒压精度。

电流检测模块结构如图7，在不采用传统大面积的模数转换器情况下，完全使用纯数字的方式，通过dac采样机制，采样原边电流推算副边平均电流，得到dcm和ccm情况下原边平均电流imid_p和副边平均电流is(tmid)，并作为输出信号输入到采样误差补偿模块对单输出dac中点采样方案进行精确补偿，实现恒压精准控制。包括由一个单输入双输出的dac和两个比较器cmp3和cmp4以及原边电流时间计数模块和副边平均电流计算模块构成。dac的输入是由控制模块的输出信号原边峰值电流对应于原边电流采样电阻上的电压数字值vpeak_d给出，输出为vpeak_d对应的模拟值vpeak和vpeak_half，其中vpeak_half取值为k·ipeak_p(0&lt;k&lt;1)。比较器c1的正端接原边电流采样电阻rcs两端的电压vcs，负端接原边峰值电流对应于原边电流采样电阻上的电压模拟值vpeak，输出信号vcmp1作为输入信号输入至原边电流时间计数模块，比较器c2的正端接原边电流采样电阻rcs两端的电压vcs，负端接原边峰值电流的k倍(0&lt;k&lt;1)对应于原边电流采样电阻上的电压模拟值vpeak_half，为便于计算，此处k取值为0.5，则vpeak_half＝k·vpeak＝0.5·vpeak，输出信号vcmp2作为输入信号输入至原边电流时间计数模块；原边电流时间计数模块由两个计数器构成，输入信号分别为两个比较器的输出信号vcmp1与vcmp2，根据vcmp1和vcmp2高低电平的变化，得出dcm和ccm情况下原边电流从零安培或初始电流线性增加到峰值电流的时间，从而分别计算出所需要的时间ta和tb，并作为输出信号输入到副边平均电流计算模块。副边平均电流计算模块的输入信号为ta和tb，以及原边峰值电流对应于原边电流采样电阻上的电压数字值vpeak_d，利用vpeak_d除以原边电流采样电阻rcs的阻值，可以推出原边绕组电感峰值电流ipeak_p对应的数字量，并代入is(tmid)的表达式即可得dcm和ccm情况下的副边平均电流is(tmid)，并作为输出信号输入到采样误差补偿模块对单输出dac中点采样方案进行精确补偿，实现恒压精准控制。

采样误差补偿模块如图8，就是由一系列加法器和乘法器构成的计算模块，这个模块主要作用是对单输出dac中点采样模块在副边电流复位时间中点tmid时刻，采样得到辅助绕组上的电压信号vsense(tmid)进行采样误差补偿，得到修正后的中点电压信号vsense′(tmid)。采样误差补偿模块的输入信号由电流检测模块的输出信号is(tmid)和单输出dac中点采样模块的输出信号vsense(tmid)提供，依据理论推导的公式7和公式13，分别在非连续电流模式(dcm)和连续电流模式(ccm)下，推算出实际波形vsense(tmid)与其理想波形的dcm情况下的偏差值verr_dcm(见式7)或ccm情况下的偏差值verr_ccm(见式13)，并对采样得到的误差进行补偿，得到补偿后的中点电压信号vsense′(tmid)，作为输出信号，输出到数字控制模块中，用于负反馈调节。将dcm工作模式和ccm工作模式下的实际波形vsense(tmid)自适应地迅速补偿verr_dcm和verr_ccm大小，则可以使实际波形达到理想位置，使输出电压vo趋于稳定，极大地提高同步整流原边反馈反激变换器在任意负载下的恒压精度。

数字控制模块的输入信号为补偿后的中点电压信号vsense′(tmid)，输出信号是原边电流采样电阻rcs上峰值电压的数字值vpeak_d，和控制信号vc(n)。主要作用是根据经过补偿后的中点电压信号vsense′(tmid)与系统预设值vref的误差e(n)，利用比例和积分计算出控制量vc(n)，从而消除稳态误差。

隔离驱动模块与现有技术所采用的隔离驱动模块相同，用于原副边电路的隔离，本方案采用光耦隔离驱动电路。

pwm驱动模块与现有技术所采用的pwm驱动模块相同，内部包括rs触发器，比较器，数模转换器dac和驱动电路。pwm驱动模块产生原边开关管占空比控制信号duty和副边同步整流管占空比控制信号duty_sr，复位rs触发器，去产生占空比不同的pwm波形，控制原边开关管和副边同步整流管的开关，实现从数字信号到时间信号的转换，从而形成了数字控制开关电源的闭环系统

图9是数字控制模块的内部结构图。数字控制模块与现有技术的数字控制模块相同，现有技术又称为数字pi控制模块，其核心是pi控制，即比例积分控制。数字控制模块包括加法器，减法器，乘法器，寄存器，运算放大器kp和ki，和模式判断模块。输入信号为补偿后的中点电压信号vsense′(tmid)，输出信号是原边电流采样电阻rcs上峰值电压的数字值vpeak_d，和控制信号vc(n)。比例控制的输出与输入误差信号成比例关系，积分控制的输出与输入误差信号的积分成比例关系。当系统仅有比例控制时，输出存在稳态误差。为了消除稳态误差，需要加入积分控制。pi控制器可以使系统在进入稳态后无稳态误差。根据经过补偿后的中点电压信号vsense′(tmid)与系统预设的固定值vref的误差e(n)大小，比例和积分计算出控制量vc(n)，从而消除稳态误差，同时模式判断模块也会根据误差e(n)大小直接给出原边电流采样电阻rcs上峰值电压的数字值vpeak_d作为输出信号，表达式如下式式(14)、(15)：

vc(n)＝vc(n-1)+kp·(e(n)-e(n-1))+ki·e(n)式(14)

e(n)＝vsense′(tmid)-vref式(15)

vc(n)代表本周期控制量，vc(n-1)代表前一周期控制量，e(n)代表本周期误差，e(n-1)代表前一周期误差，kp和ki分别为积分参数和微分参数，在全负载范围内是不唯一的，需要根据不同的模式设置不同的值。

图10是数字逼近式双线拐点采样方案、未加入补偿策略的单输出dac中点采样方案和加入补偿策略后的单输出dac中点采样方案三种采样方案的恒压精度测试对比图。对本发明的理论分析进行了验证，测试条件如下，负载大小为1～5安培，输出额定电压为20伏。测试的结果与理论分析基本类似，与未加入误差补偿方案相比，采用现有技术误差补偿方案，轻载情况下恒压精度较差，重载情况下恒压精度较好，而采用本设计的加入补偿策略后的单输出dac中点采样方案无论在轻载还是重载情况下，恒压精度最好。