本发明涉及开关电源功率变换领域。本发明提出了一种新颖的拓扑电路结构，在宽范围输入电压条件下，使用最少的器件实现两级功率控制，且所有的开关管可工作在软开关状态，更方便地实现高效高功率密度。
背景技术：
在宽范围输入电压且输出电压也要求宽范围条件下，完成中大功率隔离电压变换的方式通常有两种：
一种为使用一级移相全桥电路直接完成电压转换，通过设计可保证所有的高压开关管实现软开关。此设计方案简单可靠，且可实现高效率。但是为保证在最低输入电压的条件下维持输出电压的最大值，变压器的匝比大，带来了在输入电压最高值、同时输出电压最低值的时候，占空比过小，因此效率偏低、器件应力偏大。
另一种做法是使用两级电路，前级将输入电压调节成固定值，通过后级的拓扑实现输出电压的调节。例如前级使用零电压开关四管BUCK-BOOST电路，后级使用LLC拓扑控制方案。此方案可以实现全范围的开关器件的软开通，可实现高频化、高效率；但缺点是功率器件太多，不利于成本的控制以及高功率密度的实现，且零电压开关四管BUCK-BOOST电路控制复杂，一旦控制参数设计不合理，无法实现零电压开关，或有效值电流太大，难以实现高效率。
本发明专利实现了一种新颖的功率变换电路，此电路可以实现全范围内全部开关器件的软开关，从而实现电路的高频化和高效率，同时可以显著降低控制的复杂度以及减少功率器件的数量，从而提高设计的可靠性和鲁棒性。本发明所要描述的电路就是这种新颖的功率变换电路。
技术实现要素：
本发明提出一种新颖的适合宽范围输入条件的功率拓扑变换电路，其显著特征是基于两级拓扑控制方案，通过功能复用部分功率器件从而减少开关管数量以及控制的复杂度，让所有的开关管都运行在软开关状态，可实现高频化、高效率，控制逻辑也可简化，设计简单且鲁棒性好。
本发明电路拓扑主要由两级构成，如图1所示。
前级为电压预调节单元，后级为输出电压调节单元。两级之间由电感(也可以是其他形式阻抗单元但具备电感特性，如在电感上串并联阻抗单元)相连。
前级电压预调节单元包含一对开关管，该对开关管分为上管S1与下管S2，S1、S2相互串联，构成一组桥臂；上管S1的上端与输入电源正极相连，下管S2的下端与输入电源负端相连，S1、S2相连的中点N1与电感单元L1的一端相连。控制上管S1对输入电压进行斩波，可以控制节点N1的平均电压。
后级为输出电压调节单元，与电压预调节单元之间由电感L1相连，其包含两部分：
1)输出电压调节单元中的升压部分包含一对开关管、中间母线电容；该对开关管分成上管S3与下管 S4，相互串联，构成一组桥臂；上管S3的上端与中间母线电容C2的正极相连，下管S4的下端与中间母线电容C2的负极及输入电源负端相连，上、下管相连的中点N2与电感单元L1的另一端相连。S3、S4互补导通但不局限于互补导通，母线电容C2提供稳定的中间母线电压，此部分与电感L1构成了升压电路，调节开关管S4的占空比可控制中间母线电压。
2)第二部分为功率变换网络Z1，可由任何形式的开关管、电阻、电容、电感、变压器等组成。
由此两部分组成的后级输出电压调节单元构成了后级功率变换器，此变换器为常用的开关电源拓扑，比如谐振变换器(如LLC)，如图2所示；比如桥式变换器，如图3所示。后级功率变换器可为多种功率变换拓扑电路，此处不做一一例举；此后级功率变换器功率变换拓扑电路的特征是：
a)此功率变换拓扑电路为带有一对或若干对桥臂的功率拓扑电路；
b)此功率变换拓扑电路的一对或是若干对桥臂与输出电压调节单元的升压部分共用了一对或若干对桥臂.
由以上电路描述可知，前级电压预调节单元通过控制上管S1的占空比控制电压预调节单元节点N1 电压平均值，后级输出电压调节单元中的升压部分通过控制升压部分下管S4的占空比控制中间母线电容 C2电压；中间母线电容C2电压实际为后级输出电压调节单元构成的常用的开关电源拓扑的输入电压。因此通过控制前级输入电压预调节单元上管S1的占空比、后级输出电压调节单元中升压部分下管S4的占空比及后级输出电压调节单元构成的开关电源拓扑的传输比，可实现输出电压控制。由于后级输出电压调节单元中升压部分与后级输出电压调节单元构成的开关电源拓扑共用了一对或若干对桥臂，由此减少了开关器件的数量，同时还可以抵消一部分开关电流，降低了开关损耗以及总体的导通损耗，提高了效率。后级的输出电压调节单元构成的拓扑并不限于谐振变换器或是桥式变换器，任何可应用于本电路结构的拓扑变换都归属于本发明专利的内容。
本发明专利拓扑电路也可可扩展至并联或是交错并联，如图4所示。
本发明专利拓扑电路也可包含阻抗单元Z3，如图5所示。Z3可为电容，或是电容、电感(或磁珠)、电阻相串并联的阻抗网络，此阻抗网络可旁路一些高频分量。去掉阻抗网络Z3，本电路拓扑也可正常运行。包含或是不包含Z3阻抗网络都属于本发明专利的内容。
本发明专利拓扑电路也可包含阻抗单元Z4，如图6所示。Z4可为一阻抗网路，该网络不影响以上所述电路的基本工作原理，短路阻抗网络Z4，本电路拓扑也可正常运行。包含或是不包含Z4阻抗网络都属于本发明专利的内容。
通过控制S1～S4的开通、关断时序，可实现全部或部分开关管的零电压开通。
附图说明
为了更清楚的说明本发明的技术方案，下面将对实施例以及现有技术描述中的所使用的附图做简单介绍。显而易见的，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下还可以根据这些附图来获得其他的附图。
图1是本发明实施的功率变换结构图
图2是本发明专利应用于谐振变换电路
图3是本发明专利应用于全桥变换电路
图4是本发明专利前级的交错并联形式
图5是本发明专利的一种扩展形式
图6是本发明专利的一种扩展形式
具体实施方式
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整的描述，显然，所描述的实施例是本发明的一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
如图1所示，电压预调节单元由开关管S1、S2构成，其中主开关管为S1，导通的占空比为D1。电压预调节单元主要完成降压功能，通过S1、S2的斩波可控制节点N1的平均电压为V1，若S1、S2为互补导通则，V1＝D1*Vin。本发明拓扑后级的升压部分由开关管S3、S4、C2构成，其中主开关管S4的占空比为D2。由于电感L1在稳态时，其两端平均电压为零，即节点N、N2的平均电压相等。若节点N2电压为 V2，则Vbus*(1-D2)＝V2，从而得出母线电压Vbus＝V1*1/(1-D2)。
本发明拓扑后级的升压部分与阻抗网络Z1共同构成的拓扑其电压变比为K3，后级的升压部分与功率变换网络Z1共同构成的拓扑的实际输入电压为Vbus，则输出电压为Vout＝K3*Vbus。本发明所述的功率变换电路整体的输出电压表达式时为Vout＝Vin*D1/(1-D2)*K3。调节占空比D1、D2可调节Vbus，同时也可调节输出电压；调节K3也可调节输出电压，例如，若后级输出电压调节单元构成的开关电源拓扑为移相全桥，则控制移相全桥两桥臂的相位，即可实现对K3的调节。由于整体电路拓扑结构存在多种输出电压调节方式，可满足宽范围输入、宽范围输出的应用场合。本发明S1、S2与S3、S4并不局限于互补导通，且S1、S2与S3、S4的控制频率也可不相同。
后级的整体功率变换单元的拓扑选择可结合其升压部分开关管的控制方案来选择。比如升压单元开关管控制为接近50％占空比时，则可选择的功率变换单元为谐振变换器(如LLC)，移相全桥变换器等，这类变换器的特点是，其桥臂开关管为等占空比互补导通，且占空比等于或接近50％；这样可以通过简单的控制实现所有开关器件的软开关。升压单元桥臂开关管的占空比若不为50％，即两开关管不对称工作，则可选择的后级功率变换电路可为不对称半桥，或桥臂上、下开关管非对称驱动的全桥变换器等，这类变换器的特点是，其桥臂上、下开关管为不对称占空比互补导通，通过调整占空比可调节输出电压。实际实现不限如此，一切通过复用输出电压调节单元升压部分的一对或是若干对开关管来构成后级功率变换器功率变换拓扑电路的形式，从而实现省去一对或是若干对开关管的电路都属于本发明专利的内容。
本发明专利中的S2、S3、S4相对可以很容易的实现软开通，开关管S1的软开关可由以下方案实现：分析电路可知，当S2、S3同时导通时，电感L1电流将减小到零，并反向增加；此时关断S2，电感L1 中的电流将对S2的结电容充电，当S2电压升至输入电压Vin时，电感L1电流将流过S1寄生二极管，此时开通S1为零电压开通；因此，此反向电流可实现开关管S1的零电压开通。控制S2、S3导通的重合时间，可控制L1反向电流的大小。为了减小导通损耗，控制电感电流反向增加到电感储能刚好满足开关S1 零电压开通条件后，关断S2，则可实现S1的零电压开通，同时由负向电流引起的导通损耗最小。本发明所涉及的实际控制方案多种多样，任何的控制方案，如果使用的是本拓扑方案，都属于本发明专利的内容
本发明中的开关器件可为金属氧化物半导体场效应管(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor，MOSFET)，或绝缘栅器件例如绝缘栅双极性晶体管(IGBT)、或是半控型开关器件二极管(diode)。但并不局限于MOSFET、IGBT、Diode，一切可用于开关作用的器件都属于本发明专利的范围。