本发明属于电子电路技术领域，具体涉及到一种适用于峰值电流模buck变换器的自适应斜坡补偿电路。
背景技术：
电压模和电流模是降压(buck)变换器的两种经典控制方式，而电流模控制的降压变换器由于具有简单的环路补偿、方便设置电流限以及良好的动态响应等特点而被广泛的应用。然而在电流模控制的降压变换器中，不合适的斜坡补偿会导致电路的瞬态响应特性变差甚至导致环路振荡。
传统的斜坡补偿电路大致可以分为：固定斜坡补偿、分段线性斜坡补偿和二次斜坡补偿。固定斜坡补偿电路是用振荡器产生一个固定斜率的锯齿波信号，然后将该信号作为pwm端的斜坡补偿信号；为了保证在全占空比范围内环路都能维持稳定，因而该种斜坡补偿的斜率是根据最大占空比选定的，从而导致在小占空比时会出现过补偿的现象，减缓了系统环路响应。分段线性斜坡补偿是将占空比分作多段，每段对应一个不同值的固定斜坡补偿斜率，该方案一定程度上解决了固定斜坡补偿会出现的过补偿问题，但其没有在全占空比范围内实现最优的斜坡补偿。二次斜坡补偿产生的斜坡是时间的二次函数，能在输入电压不变的情况下，实现全占空比范围内环路品质因数q都等于2/π，但是2/π并不是q的最优值。
技术实现要素：
针对上述传统斜坡补偿电路在环路稳定、瞬态响应以及品质因数等方面存在的不足之处，本发明提出了一种适用于峰值电流模buck变换器的自适应斜坡补偿电路，以保证系统环路品质因数q在全占空比范围内都维持在一个最优值，实现快速的瞬态响应以及维持系统环路稳定。
本发明的技术方案为：
一种适用于峰值电流模buck变换器的自适应斜坡补偿电路，包括自适应电流产生模块，所述自适应电流产生模块的输入端连接所述峰值电流模buck变换器的输入电压vin和输出电压vo，用于产生与所述输入电压vin与输出电压vo的电压差值成正比的自适应电流；
所述自适应斜坡补偿电路还包括斜坡发生模块，所述斜坡发生模块包括电容c、第二nmos管mn2、第三nmos管mn3、第二pmos管mp2、第三pmos管mp3和第二运算放大器op2，
第二nmos管mn2的栅极作为所述斜坡发生模块的输入端连接所述自适应电流，其漏极连接第三pmos管mp3的栅极、第二pmos管mp2的栅极和漏极，其源极接地gnd；
第三pmos管mp3的漏极连接第三nmos管mn3的漏极和电容c的一端并作为所述自适应斜坡补偿电路的输出端，其源极连接第二pmos管mp2的源极并连接电源电压vdd；
第三nmos管mn3的栅极连接时钟信号clk，其源极连接电容c的另一端以及第二运算放大器op2的输出端和负向输入端；
第二运算放大器op2的同相输入连接参考电压vref。
具体的，所述自适应电流产生模块包括第一电阻r1、第二电阻r2、第三电阻r3、第一nmos管mn1、第一pmos管mp1和第一运算放大器op1，
第一电阻r1和第二电阻r2串联，其串联结构一端连接所述输入电压vin，另一端接地，其串联点连接第一运算放大器op1的正向输入端；
第一pmos管mp1的栅极连接第一运算放大器op1的输出端，其源极连接第一运算放大器op1的负向输入端并通过第三电阻r3后连接所述输出电压vo，其漏极连接第一nmos管mn1的栅极和漏极以及所述斜坡发生模块的输入端；
第一nmos管mn1的源极接地gnd。
本发明的有益效果为：本发明产生的自适应斜坡补偿电压信号不仅解决了环路稳定性的问题，同时还保证了在全占空比范围内系统品质因数q都为最优值并且保持恒定不变，大大的加速了系统瞬态响应速度。
附图说明
图1为次谐波振荡和斜坡补偿原理示意图。
图2为本发明提出的一种适用于峰值电流模buck变换器的自适应斜坡补偿电路的结构示意图。
图3为本发明提出的一种适用于峰值电流模buck变换器的自适应斜坡补偿电路的具体电路图。
图4为本发明提出的一种适用于峰值电流模buck变换器的自适应斜坡补偿电路的在不同输入输出下产生的自适应斜坡补偿电压。
具体实施方式
下面结合附图和具体实施例详细描述本发明。
如图1(a)所示，当峰值电流模buck变换器占空比d＞50％时，其电感电流的扰动会随周期放大，最后产生振荡。为了抑制振荡的产生，需要加入额外的斜坡补偿电路(如图1(b))，加入斜坡补偿后电感电流的然后就能得到明显的抑制，在经过多个周期后，该扰动会完全消失。但是过小的斜坡补偿不能抑制振荡的产生，而过大的斜坡补偿会导致系统瞬态特性变差，所以一个合适的斜坡补偿是十分重要的。
对于峰值电流模buck变换器，其品质因数为：
其中ri为电流采样增益，sn为电感电流上升斜率，sf为电感电流下降斜率，se为外加的斜坡补偿斜率。
对于品质因数q，当其过小(小于0.25)时，会导致开关频率fsw的1/2处的双极点出现分裂，降低环路穿越频率，影响瞬态特性；而当其过大(大于1)时，又会使得系统传输函数增益曲线出现尖峰，导致次谐波振荡。q值越大系统的穿越频率越高，瞬态响应特性越好，所以q的最大值为1。令(1)式的q＝1，解得斜坡补偿se为：
l为峰值电流模buck变换器的电感。
如图2所示是本发明提出的一种适用于峰值电流模buck变换器的自适应斜坡补偿电路的整体结构示意图，包括自适应电流产生模块和斜坡发生模块，自适应电流产生模块的输入端连接峰值电流模buck变换器的输入电压vin和输出电压vo，用于产生与输入电压vin与输出电压vo的电压差值成正比的自适应电流；斜坡发生模块将自适应电路产生模块产生的自适应电流信号转化为斜坡电压信号。
如图3所示给出了自适应电流产生模块的一种电路实现结构，包括第一电阻r1、第二电阻r2、第三电阻r3、第一nmos管mn1、第一pmos管mp1和第一运算放大器op1，第一电阻r1和第二电阻r2串联，其串联结构一端连接输入电压vin，另一端接地，其串联点连接第一运算放大器op1的正向输入端；第一pmos管mp1的栅极连接第一运算放大器op1的输出端，其源极连接第一运算放大器op1的负向输入端并通过第三电阻r3后连接输出电压vo，其漏极连接第一nmos管mn1的栅极和漏极以及斜坡发生模块的输入端；第一nmos管mn1的源极接地gnd。
峰值电流模buck变换器的输入电压vin通过两个串联的第一电阻r1和第二电阻r2分压后接到第一运算放大器op1的正向输入端，第一运算放大器op1接成了单位增益负反馈的形式，第一运算放大器op1的负向输入端提供一个第三电阻r3接到峰值电流模buck变换器的输出电压vo上，于是得到第三电阻r3上的电压为：
vr3＝vo-αvin(3)
其中
所以流过第三电阻r3的电流为：
ir3＝(vo-αvin)/r3(4)
该电流即为自适应电流。
如图3所示，斜坡发生模块包括电容c、第二nmos管mn2、第三nmos管mn3、第二pmos管mp2、第三pmos管mp3和第二运算放大器op2，第二nmos管mn2的栅极作为斜坡发生模块的输入端连接自适应电流，其漏极连接第三pmos管mp3的栅极、第二pmos管mp2的栅极和漏极，其源极接地gnd；第三pmos管mp3的漏极连接第三nmos管mn3的漏极和电容c的一端并作为自适应斜坡补偿电路的输出端，其源极连接第二pmos管mp2的源极并连接电源电压vdd；第三nmos管mn3的栅极连接时钟信号clk，其源极连接电容c的另一端以及第二运算放大器op2的输出端和负向输入端；第二运算放大器op2的同相输入连接参考电压vref。
由于第一nmos管mn1和第二nmos管mn2构成电流镜，第二pmos管mp2和第三pmos管mp3构成电流镜，使得电容c的充电电流即为ir3，所以电容c上电压为：
传统的斜坡补偿电容都是对地进行充放电，所以最终产生的斜坡电压信号的最低值为0v，这就对pwm比较器的设计提出了新的要求，要求pwm比较器的共模输入范围能低至0v。本发明考虑到这点，在电容c下方加入了一个接成缓冲器结构的第二运算放大器op2，由于第二运算放大器op2的正向输入端为一个参考电压信号vref，于是电容c充放电的初始电位为该参考电压vref，所以产生的斜坡电压的最低电位为参考电压vref，这样就缓解了后面的pwm比较器的设计压力。
最后得到输出斜坡补偿信号vramp表达式为：
对(6)式关于时间t求一阶微分得到斜坡补偿的斜率为：
对比(7)式和(2)式得到，只需调节第一电阻r1和第二电阻r2的比例使得α＝0.18，并调节第三电阻r3和电容c使得
图4(a)是在峰值电流模buck变换器的输入电压vin不变，等比例改变输出电压vo时得到的本发明产生的斜坡波形图。可见，随着输出电压vo的增大，占空比d增大，斜坡补偿的斜率也变大，可以看出本发明产生的斜坡补偿电压的斜率能自适应地随输出电压vo变化。
图4(b)是在峰值电流模buck变换器的输出电压vo不变，等比例改变输入电压vin时得到的本发明产生的斜坡波形图。可见，随着输入电压vin的增大，占空比d减小，斜坡补偿的斜率也变小，可以看出本发明产生的斜坡补偿电压的斜率能自适应地随输入电压vin变化。
综上，本发明提出的一种适用于峰值电流模buck变换器的自适应斜坡补偿电路产生的斜坡补偿信号可以确保在全占空比范围内系统环路都能维持稳定并且具有一个最优的品质因数q＝1，因而具有快速的瞬态响应特性。
本领域的普通技术人员可以根据本发明公开的这些技术启示做出各种不脱离本发明实质的其它各种具体变形和组合，这些变形和组合仍然在本发明的保护范围内。