双向逆变装置的制作方法

本实用新型涉及供电领域，具体而言，涉及一种双向逆变装置。

背景技术：

随着经济的发展，厂商对供电的要求越来越高。在对三相交流变直流或直流变三相交流时，分别需要两个装置来完成，增加了厂商的成本。

如何将三相交流变直流以及直流变三相交流整合在一个装置上，是目前亟待解决的。

技术实现要素：

本实用新型的目的是提供一种双向逆变装置，以解决上述问题。

为了实现上述目的，本实用新型实施例采用的技术方案如下：

本实用新型实施例提供了一种双向逆变装置，包括：

DCAC功率变换模块以及与所述DCAC功率变化模块电性连接的主控模块；

所述DCAC功率变化模块适于在主控模块的控制下将三相交流电转化为直流或将直流转化为三相交流电。

在本实用新型较佳的实施例中，所述双向逆变装置还包括均与所述DCAC功率变化模块电性连接的直流接入及保护电路以及交流并网输出保护电路；

所述直流接入及保护电路与母线直流电性连接，且适于进行短路保护以及过压保护；

所述交流并网输出保护电路与交流输出电性连接，且适于进行过压保护、过流保护以及过温保护。

在本实用新型较佳的实施例中，所述双向逆变装置还包括电性连接于所述DCAC功率变换模块以及所述交流并网输出保护电路之间的滤波电路；

所述滤波电路适于滤除交流输出杂波。

在本实用新型较佳的实施例中，所述DCAC功率变换模块包括依次电性连接的整流电路、工频变压器以及双向逆变器；

所述DCAC功率变化模块处于直流变三相交流电工作状态时，直流经过整流电路后变换为交流电后经过工频变压器变压，再经过双向逆变器时逆变为三相交流电；

所述DCAC功率变化模块处于三相交流电变直流工作状态时，三相交流电经过双向逆变器变换为交流电后经过工频变压器变压，在经过整流电路变为交流输出。

在本实用新型较佳的实施例中，所述滤波电路通过软启继电器控制。

在本实用新型较佳的实施例中，所述双向逆变器为T型逆变器。

在本实用新型较佳的实施例中，所述T型逆变器包括反向串联的两个开关器件；

两个所述开关器件适于将输出端与中点相连接，以实现中点箝位功能。

在本实用新型较佳的实施例中，所述T型逆变器包括两个分压电容；

两个所述分压电容之间为零电位参考点，其在所述零电位参考点与所述T 型逆变器每相桥臂输出端之间电性连接了两个反串联的带续流二极管的开关管。

在本实用新型较佳的实施例中，所述T型逆变器采用三电平SVPWM进行控制，以减少输出谐波。

相对于现有技术，本实用新型实施例具有以下有益效果：

本实用新型实施例提供了一种双向逆变装置，包括DCAC功率变换模块以及与所述DCAC功率变化模块电性连接的主控模块；所述DCAC功率变化模块适于在主控模块的控制下将三相交流电转化为直流或将直流转化为三相交流电。通过双向逆变装置，将三相交流变直流以及直流变三相交流集合在一个装置上，使用方便，无需购买两个装置来分别完成，实用性强。

附图说明

下面结合附图和实施例对本实用新型进一步说明。

图1示出了本实用新型实施例所提供的一种双向逆变装置的原理框图。

图2示出了本实用新型实施例所提供的一种双向逆变装置的T型逆变器的电路示意图。

图3示出了本实用新型实施例所提供的一种双向逆变装置的换流过程图。

图4示出了本实用新型实施例所提供的一种双向逆变装置的另一种换流过程图。

图5示出了本实用新型实施例所提供的一种双向逆变装置的T型三电平三相逆变器拓扑图。

图6示出了本实用新型实施例所提供的一种双向逆变装置的三相三电平的空间矢量分布图。

图7示出了本实用新型实施例所提供的一种双向逆变装置的三电平电压空间矢量分类图。

图8示出了本实用新型实施例所提供的一种双向逆变装置的分配因子法的区域矢量图。

图9示出了本实用新型实施例所提供的一种双向逆变装置的分配因子法的时序图。

图10示出了本实用新型实施例所提供的一种双向逆变装置的分配因子法的另一时序图。

具体实施方式

现在结合附图对本实用新型作进一步详细的说明。这些附图均为简化的示意图，仅以示意方式说明本实用新型的基本结构，因此其仅显示与本实用新型有关的构成。

实施例

请参阅图1，本实用新型实施例提供了一种双向逆变装置。双向逆变装置包括DCAC功率变换模块以及与所述DCAC功率变化模块电性连接的主控模块；所述DCAC功率变化模块适于在主控模块的控制下将三相交流电转化为直流或将直流转化为三相交流电。

其中，所述双向逆变装置还包括均与所述DCAC功率变化模块电性连接的直流接入及保护电路以及交流并网输出保护电路；所述直流接入及保护电路与母线直流电性连接，且适于进行短路保护以及过压保护；所述交流并网输出保护电路与交流输出电性连接，且适于进行过压保护、过流保护以及过温保护。

具体的，所述双向逆变装置还包括电性连接于所述DCAC功率变换模块以及所述交流并网输出保护电路之间的滤波电路；所述滤波电路适于滤除交流输出杂波。

在本实施例中，所述DCAC功率变换模块包括依次电性连接的整流电路、工频变压器以及双向逆变器；所述DCAC功率变化模块处于直流变三相交流电工作状态时，直流经过整流电路后变换为交流电后经过工频变压器变压，再经过双向逆变器时逆变为三相交流电；所述DCAC功率变化模块处于三相交流电变直流工作状态时，三相交流电经过双向逆变器变换为交流电后经过工频变压器变压，在经过整流电路变为交流输出。

其中，所述滤波电路通过软启继电器控制。

在本实施例中，所述双向逆变器为T型逆变器，其电路图如图2所示。

所述T型逆变器包括反向串联的两个开关器件；两个所述开关器件适于将输出端与中点相连接，以实现中点箝位功能。可以提高逆变效率、减小逆变器体积，并且改善了NPC拓扑上下桥臂开关管的功率损耗分布不均问题。

其中，所述T型逆变器包括两个分压电容；两个所述分压电容之间为零电位参考点，其在所述零电位参考点与所述T型逆变器每相桥臂输出端之间电性连接了两个反串联的带续流二极管的开关管。

其换流过程如图3以及图4所示。

具体的，当开关管Sa1、Sa2同时导通，Sa3、Sa4同时关断时，输出端A 相对于直流侧零电位参考点O点的电平为Udc/2；当开关管Sa2、Sa3同时导通，Sa1、Sa4同时关断时，输出端A相对于O点的电平为0；当开关管Sa3、 Sa4同时导通，Sa1、Sa2同时关断时，输出端A相对于O点的电平为-Udc/2。如表3-2所示。并且开关管Sa1与Sa4不能同时导通，不考虑死区时间时，开关管Sa1和Sa3、Sa2和Sa4的驱动脉冲是互补的。开关状态不能在P和 N之间直接转换，必须通过0状态来过渡。

当逆变器从P状态向0状态转换时，若负载电流方向为正方向，先关断 Sa1，电流路径从Sa1换为Sa2以及Sa3的反并联二极管，经过死区时间后，开通Sa3；若负载电流方向为负方向，先关断Sa1，经过死区时间后，开通Sa3，电流路径从Sa1的反并联二极管换为Sa3以及Sa2的反并联二极管。采用这种工作方式，换流过程的开关管驱动顺序将不受负载电流方向影响。

请参阅图5，所述T型逆变器采用三电平SVPWM进行控制，以减少输出谐波。

其中，三电平SVPWM算法原理如下：

与两电平SVPWM类似地，定义开关函数，

其中x＝a、b、c。Sxk(k＝1,2,3,4)的值表示x相第k个开关管的状态，1 表示对应开关管导通，0表示对应开关管关断。则三相输出电压为

UAO＝(Sa-1)Udc/2

UBO＝(Sb-1)Udc/2

UCO＝(Sc-1)Udc/2 (3-2)

与两电平类似，将三相电压定义在互差120°的平面坐标系上，并将三相输出电压转换到复平面上合成空间矢量。空间电压矢量定义为

由(3-1)可知,三电平逆变器有27种不同的开关组合，对应27种不同的开关状态组合，由(3-1)～(3-3)，可以得出三电平逆变器空间电压矢量为：

由(3-4)可以画出三相三电平的空间矢量分布图(如图6所示)。用SaSbSc 来表示空间矢量，如图3-8所示。27种开关状态对应了19个空间矢量。可以将这19个矢量按照幅值大小分成四类：幅值为2Udc/3的为大矢量，幅值为3Udc/3的为中矢量，幅值为Udc/3的为小矢量，幅值为0的为零矢量；每个小矢量对应两个开关状态，零矢量对应三个开关状态，如图7所示。

与两电平的空间电压空间矢量一样，三电平的空间参考电压矢量的运动轨迹也为多边形准圆。但是，由于三电平的空间电压矢量比两电平的空间电压矢量多，使得合成的矢量能更好地逼近参考电压矢量，使输出谐波含量更少。这也是三电平SVPWM相比于两电平SVPWM的优势所在。

在本实施例中，T型逆变器的中点电位平衡在分配因子法基础上提出了一种新方法：

请参阅图8及图9，以第一扇区为例，假设参考电压矢量终点落在第一扇区的第5区域中，那么按照传统的七段式发波方法，七段的矢量顺序依次为 100、200、210、211、210、200、100，假设通过七段式方法计算得出的小矢量100、211，大矢量200，中矢量210作用的时间分别为t0、t1和t2，图 9所示各矢量作用的时序，开关周期为Ts。

定义小矢量分配因子k，经过调整，矢量100作用时间变为t0'，平均分配在两端，矢量200和210作用时间不变，矢量211作用时间变为t3，仍位于七段的中间位置，矢量时序图如图10所示。

定义t0'和t3与分配因子的关系如下：

分配因子法控制的原理是在一个开关周期内控制流入中点的电荷等于由于中点不平衡造成的电荷流失，假设一个周期内电容电压，三相电流是保持不变的。矢量100作用时对应的中点电流为io0＝ia，矢量200作用时中点电流为 io1＝0；矢量210作用时中点电流为io2＝ib；矢量211作用时中点电流为 io3＝(ib+ic)＝-ia。

那么一个周内，流出中点电荷的表达式为：

每个开关周期直流侧两电容上的电压差值为ΔUc＝Uc1-Uc2，直流侧电容等效为两个电容串联，因此中点存储的电荷的表达式为：

为了使中点电压平衡，中点流入流出的电荷应该相等，即QO＝QC，联立式 (3-17)、(3-18)、(3-19)可得分配因子的表达式如下：

将io0，io1，io2，io3代表的电流表达式带入上式，就可以计算出电压矢量参考值的分配因子，可见本文介绍的分配因子的计算无需考虑瞬时的三相电流方向和电容电压中点偏移方向，计算过程非常简单。

其实上式也是计算分配因子的通式，在上一节中分析了不同矢量作用下的中点电流情况，根据传统七段式发波方法可以计算出传统的三个矢量作用的时间t0，t1，t2，再由每个矢量作用时对应的中点电流情况，带入上式就可以计算出分配因子。值得注意的是分配因子的范围是-1≤k≤1，当分配因子不在这个范围之内的时候，说明输出电压幅值已经超出直流侧电压所能满足的范围了，在这种情况下，中点电压不平衡可以的到一定的抑制。

该控制策略结合母线中点平衡电路，可以彻底解决中点平衡问题。

综上所述，本实用新型提供了一种双向逆变装置，包括DCAC功率变换模块以及与DCAC功率变化模块电性连接的主控模块；DCAC功率变化模块适于在主控模块的控制下将三相交流电转化为直流或将直流转化为三相交流电。通过双向逆变装置，将三相交流变直流以及直流变三相交流集合在一个装置上，使用方便，无需购买两个装置来分别完成，实用性强。

在本实用新型的描述中，还需要说明的是，除非另有明确的规定和限定，术语“设置”、“安装”、“相连”、“连接”应做广义理解，例如，可以是固定连接，也可以是可拆卸连接，或一体地连接；可以是机械连接，也可以是电连接；可以是直接相连，也可以通过中间媒介间接相连，可以是两个元件内部的连通。对于本领域的普通技术人员而言，可以具体情况理解上述术语在本实用新型中的具体含义。

应注意到：相似的标号和字母在下面的附图中表示类似项，因此，一旦某一项在一个附图中被定义，则在随后的附图中不需要对其进行进一步定义和解释。

以上所述仅为本实用新型的优选实施例而已，并不用于限制本实用新型，对于本领域的技术人员来说，本实用新型可以有各种更改和变化。凡在本实用新型的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本实用新型的保护范围之内。