功率转换装置的制作方法

本申请涉及从直流电源向提供给总相数设定为3个以上的电负载的交流电进行功率转换的功率转换装置。

背景技术：

在三相以上的多相的功率转换装置中，通过对交流电压指令的全部相相等地施加失调电压，从而可以不改变流过各相的电负荷的电流，而使各相的串联电路的正极侧开关元件及负极侧开关元件的通电时间的分配变化。已知有通过这样的方法，将开关元件的发热分散到正极侧和负极侧，降低发热最大的开关元件的发热的技术。

例如，在专利文献1的技术中，构成为预先假定在施加失调电压之前的交流电压指令中，绝对值最大的相是最大发热相，施加使其最大发热相的正极侧和负极侧的开关元件的通电时间相一致的失调电压。

另外，在专利文献2的技术中，构成为每次计算施加失调电压之前的所有开关元件的发热量，从正极侧开关元件中选择发热量最大的正极侧最大发热开关元件，从负极侧开关元件中选择发热量最大的负极侧最大发热开关元件，施加使正极侧最大发热开关元件的发热量与负极侧最大发热开关元件的发热量之差为0的失调电压。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本专利特开2005－253200号公报

专利文献2：国际专利公开第2016/125774号公报

技术实现要素：

发明所要解决的技术问题

在专利文献1的技术中，在正极侧最大发热相和负极侧最大发热相为相同的情况下，最大发热相的正极侧和负极侧的开关元件的发热均匀分散，具有降低最大发热量的效果。但是，并没有考虑正极侧最大发热相和负极侧最大发热相为不同相的情况。因此，在成为不同相的情况下，由于错误选择最大发热相，因此存在下述情况：单侧的开关元件的发热增大，与加上失调电压之前相比，最大发热量增加。

专利文献2的技术中，即使在正极侧最大发热相和负极侧最大发热相不同的情况下也能够分散热量。然而，在施加失调电压的前后，存在最大发热相变化的相位。专利文献2的技术中，计算出在施加失调电压之前的发热量，并未考虑施加失调电压后的发热量。因此，一部分的相位中，由于错误选择最大发热相，因此无法正确分散发热量。特别是在交流电压指令的振幅较大的情况下，正极侧的最大发热量与负极侧的最大发热量之间的差异变大，错误选择的影响变大。另外，专利文献2的技术中，由于计算所有开关元件的发热量，进行比较这些结果而选择最大发热相的处理，因此计算负担变大。

因此，希望一种功率转换装置，在正极侧的最大发热相和负极侧的最大发热相成为不同相的情况下，以及即使在合成失调电压前后、正极侧和负极侧的最大发热相变化的情况下，也可以高精度地分散开关元件的发热。

解决技术问题所采用的技术方案

本申请所涉及的功率转换装置是从直流电源向提供给总相数设定为3个以上的电负载的交流电进行功率转换的功率转换装置，其包括：

逆变器电路，该逆变器电路将串联连接有与所述直流电源的正极侧相连接的正极侧开关元件、和与所述直流电源的负极侧相连接的负极侧开关元件，并使串联连接的连接点与对应的相的所述电负载相连接的各相的串联电路设置有与所述总相数相应的个数；

电压指令基本值计算部，该电压指令基本值计算部计算所述总相数的交流电压指令基本值；

失调电压计算部，该失调电压计算部计算失调电压；

合成后电压指令计算部，该合成后电压指令计算部将所述失调电压与所述总相数的所述交流电压指令基本值的每一个进行合成，计算所述总相数的合成后交流电压指令；以及

开关控制部，该开关控制部基于所述总相数的所述合成后交流电压指令的每一个，对所述总相数的所述串联电路各自的所述开关元件进行通断控制，

所述失调电压计算部计算使在基于所述合成后交流电压指令来对所述开关元件进行通断控制的状态下，正极侧最大发热评价值和负极侧最大发热评价值相一致的所述失调电压，所述正极侧最大发热评价值为所述总相数的所述正极侧开关元件中发热量的评价值最大的所述正极侧开关元件的评价值，所述负极侧最大发热评价值为所述总相数的所述负极侧开关元件中发热量的评价值最大的所述负极侧开关元件的评价值。

发明效果

根据本申请所涉及的功率转换装置，在合成失调电压后，通过使失调电压变化，以使得正极侧最大发热开关元件的发热评价值和负极侧最大发热开关元件的发热评价值相平衡，从而可以使总相数的正极侧和负极侧的开关元件中的最大发热开关元件的发热评价值最小化，可以使开关元件的发热分散。因此，无论在正极侧的最大发热相和负极侧的最大发热相成为不同相的情况下，还是在合成失调电压前后、正极侧和负极侧的最大发热相变化的情况下，都可以高精度地分散开关元件的发热。

附图说明

图1是实施方式1所涉及的功率转换装置的整体结构图。

图2是实施方式1所涉及的控制装置的框图。

图3是实施方式1所涉及的控制装置的硬件结构图。

图4是用于说明实施方式1所涉及的pwm控制的时序图。

图5是用于说明计算实施方式1所涉及的pwm控制时的正极侧和负极侧的发热评价值的时序图。

图6是用于说明计算实施方式1所涉及的失调电压的时序图。

图7是用于说明失调电压为零时的比较例所涉及的控制动作的时序图。

图8是用于说明实施方式1所涉及的控制动作的时序图。

图9是实施方式2所涉及的控制装置的框图。

图10是实施方式3所涉及的控制装置的框图。

图11是实施方式4所涉及的功率转换装置的整体结构图。

图12是实施方式4所涉及的控制装置的框图。

图13是实施方式5所涉及的控制装置的框图。

图14是实施方式6所涉及的电动助力转向装置的整体结构图。

图15是实施方式7所涉及的电动车辆的整体结构图。

图16是实施方式8所涉及的电梯的整体结构图。

具体实施方式

1.实施方式1

参照附图对实施方式1所涉及的功率转换装置1进行说明。功率转换装置1从直流电源2向提供给总相数设定为3个以上的电负载的交流电进行功率转换。本实施方式中，总相数的电负载设为交流电动机3所具备的总相数的绕组。图1是本实施方式所涉及的功率转换装置1、直流电源2以及交流电动机3的简要结构图。

1-1.交流电动机、逆变器电路的结构

交流电动机3包括总相数设定为3个以上的绕组。本实施方式中，总相数设定为3个，设置有u相、v相、w相的三相绕组cu、cv、cw。本实施方式中，交流电动机3设为包括设置了三相绕组cu、cv、cw的定子、和设置了箱型的电气导电体的转子的三相感应电动机。三相绕组cu、cv、cw可以设为星形接线，也可以设为三角接线。

功率转换装置1从直流电源2向提供给三相绕组cu、cv、cw的交流电进行功率转换。功率转换装置1包括逆变器电路4和控制装置30。逆变器电路4将串联连接有正极侧开关元件swh和负极侧开关元件swl的各相的串联电路设置有总相数(本例为3个)。正极侧开关元件swh与直流电源2的正极侧相连接，负极侧开关元件swl与直流电源2的负极侧相连接。各相的串联电路中的正极侧开关元件swh与负极侧开关元件swl的串联连接的连接点与对应的相的绕组相连接。

本实施方式中，逆变器电路4包括连接至u相的绕组cu的u相的串联电路、连接至v相的绕组cv的v相的串联电路以及连接至w相的绕组cw的w相的串联电路。对于开关元件，使用反向并联连接有二极管的mosfet(metaloxidesemiconductorfieldeffecttransistor：金属氧化物半导体场效应晶体管)、反向并联连接有二极管的igbt(insulatedgatebipolartransistor：绝缘栅双极型晶体管)等。各开关元件的栅极端子与控制装置30的输出电路93相连接。各开关元件由从控制装置30的输出电路93输出的控制信号来导通或断开。

直流电源2为对功率转换装置1(逆变器电路4)提供直流电的电源。直流电源2例如使用对蓄电装置、或商用交流电源进行整流而得到的直流电等。

1-2.控制装置的结构

控制装置30通过控制逆变器电路4，来控制交流电动机3。如图2所示，控制装置30包括后述的电压指令基本值计算部31、失调电压计算部32、合成后电压指令计算部33以及开关控制部34等功能部。控制装置30的各功能由控制装置30所具备的处理电路来实现。具体而言，控制装置30如图3所示，包括cpu(centralprocessingunit：中央处理单元)等运算处理装置90、与运算处理装置90进行数据交换的存储装置91、向运算处理装置90输入外部的信号的输入电路92、以及从运算处理装置90向外部输出信号的输出电路93。

作为运算处理装置90，可以包括asic(applicationspecificintegratedcircuit：专用集成电路)、ic(integratedcircuit：集成电路)、dsp(digitalsignalprocessor：数字信号处理器)、fpga(fieldprogrammablegatearray：现场可编程门阵列)、各种逻辑电路以及各种信号处理电路等。另外，作为运算处理装置90，也可以包括多个同种类或不同种类的运算处理装置来分担执行各处理。作为存储装置91，包括构成为能从运算处理装置90读取并写入数据的ram(randomaccessmemory：随机存取存储器)、构成为能从运算处理装置90读取数据的rom(readonlymemory：只读存储器)等。输入电路92与电流传感器、电压传感器等各种传感器相连接，并具备将这些传感器的信号输入至运算处理装置90的a/d转换器等。输出电路93与各开关元件的栅极端子等电负载相连接，并包括将控制信号从运算处理装置90输出至这些电负载的驱动电路等。

而且，控制装置30所包括的各控制部31～34等的各功能是通过由运算处理装置90执行存储于rom等存储装置91的软件(程序)，并与存储装置91、输入电路92、以及输出电路93等控制装置30的其它硬件协作来实现的。以下，对控制装置30的各功能进行详细说明。

1-2-1.电压指令基本值计算部31

电压指令基本值计算部31计算总相数的交流电压指令基本值。本实施方式中，总相数为3个，电压指令基本值计算部31计算u相的交流电压指令基本值vb_u、v相的交流电压指令基本值vb_v、w相的交流电压指令基本值vb_w。电压指令基本值计算部31通过众所周知的矢量控制或v/f控制等，来计算三相的交流电压指令基本值vb_u、vb_v、vb_w。

如式(1)所示，例如，三相的交流电压指令基本值vb_u、vb_v、vb_w具有振幅d，成为以交流电压指令基本值的频率进行振动的正弦波(或余弦波)，各相的相位在交流电压指令基本值的周期(360deg)内，各错开120deg。

vb_u＝d×sin(θ)

vb_v＝d×sin(θ－2π/3)(1)

vb_w＝d×sin(θ+2π/3)

1-2-2.合成后电压指令计算部33

合成后电压指令计算部33将后述的失调电压voff与总相数的交流电压指令基本值的每一个进行合成，从而计算总相数的合成后交流电压指令。本实施方式中，合成后电压指令计算部33如下式所示，对三相的交流电压指令基本值vb_u、vb_v、vb_w分别减去失调电压voff，从而计算三相的合成后交流电压指令vf_u、vf_v、vf_w。另外，可以构成为将交流电压指令基本值与失调电压voff相加。

vf_u＝vb_u－voff

vf_v＝vb_v－voff(2)

vf_w＝vb_v－voff

1-2-3.开关控制部34

开关控制部34基于总相数的合成后的交流电压指令的每一个，对总相数的串联电路各自的开关元件进行通断控制。开关控制部34通过pwm控制(pulsewidthmodulation:脉宽调制)来对开关元件进行通断控制。如图4所示，开关控制部34将三相的合成后交流电压指令vf_u、vf_v、vf_w的每一个、与以0为中心以直流电压vdc/2的振幅和通断控制周期(pwm周期)进行振动的载波(三角波)进行比较，在合成后交流电压指令超过载波的情况下，使矩形脉冲波导通，在合成后交流电压指令低于载波的情况下，使矩形脉冲波断开。对于各相，在矩形脉冲波被导通的情况下，开关控制部34使正极侧开关元件导通，并使负极侧开关元件断开，在矩形脉冲波被断开的情况下，开关控制部34使正极侧开关元件断开，并使负极侧开关元件导通。

x相的1个通断控制周期中的正极侧开关元件的导通占空比dutyp_x和负极侧开关元件的导通占空比dutyn_x使用x相的合成后交流电压指令vf_x、交流电压指令基本值vb_x以及失调电压voff，表示为如下式。x相为u相、v相、w相中的任意一个。

dutyp_x＝vf_x/vdc+1/2

＝(vb_x－voff)/vdc+1/2(3-1)

dutyn_x＝1/2-vf_x/vdc

＝1/2-(vb_x－voff)/vdc(3-2)

1-2-4.失调电压计算部32

1-2-4-1.失调电压的计算原理的导出

＜开关元件的发热量的偏差＞

转子在极低转速的情况下，由于交流电压指令的周期变长，因此，发热量最大的相的切换因导通占空比的增加而变得延迟，发热集中到特定的开关元件。

对x相的正极侧或负极侧开关元件的发热量的评价值q_x(以下，称为发热评价值q_x)进行定义。式(4)中，x相的开关元件的发热量是假设与流过x相的绕组的电流i_x的平方成比例的焦耳热相关时的发热评价值q_x，成为将x相的正极侧或负极侧开关元件的导通占空比duty_x与x相的电流i_x的平方相乘而得到的值。式(5)中，x相的开关元件的发热量是假设与流过x相的绕组的电流i_x的大小相关时的发热评价值q_x，成为将x相的正极侧或负极侧开关元件的导通占空比duty_x与x相的电流i_x的大小(绝对值)相乘而得到的值。

q_x＝i_x²×duty_x(4)

q_x＝|i_x|×duty_x(5)

图5中示出式(5)的情况下pwm控制时x相的正极侧开关元件的发热评价值qp_x和x相的负极侧开关元件的发热评价值qn_x。与流过x相的绕组的电流i_x相同大小的电流在正极侧和负极侧的开关元件中的任意一个成为导通的一方中流过。因此，正极侧和负极侧的开关元件各自的发热评价值根据各自的导通占空比而变化。图5所示的示例中，正极侧的导通占空比dutyp_x为0.66，负极侧的导通占空比dutyn_x为0.34。正极侧和负极侧的合计发热评价值根据正极侧的导通占空比dutyp_x和负极侧的导通占空比dutyn_x，分配为正极侧的发热评价值qp_x和负极侧的发热评价值qn_x。

x相的正极侧的导通占空比dutyp_x和负极侧的导通占空比dutyn_x的比例能通过使失调电压voff变化来操作。若减少失调电压voff,则所有相的正极侧开关元件的导通占空比和发热评价值增加，所有相的负极侧开关元件的导通占空比和发热评价值减少。反之，若增加失调电压voff,则所有相的正极侧开关元件的导通占空比和发热评价值减少，所有相的负极侧开关元件的导通占空比和发热评价值增加。另外，即使使失调电压voff变化，由于相间电压(线间电压)不发生变化，因此流过各相的绕组的电流不发生变化。

＜使最大发热评价值最小化的条件＞

将总相数的正极侧和负极侧的开关元件中发热评价值为最大的开关元件设为最大发热开关元件。另外，将总相数的正极侧开关元件中发热评价值为最大的开关元件设为正极侧最大发热开关元件，将总相数的负极侧开关元件中发热评价值为最大的开关元件设为负极侧最大发热开关元件。

在最大发热开关元件为正极侧的情况下，减少最大发热开关元件的发热评价值，因此，若过度增加失调电压voff，则会导致负极侧最大发热开关元件的发热评价值qmaxn过度增加。另一方面，在最大发热开关元件为负极侧的情况下，减少最大发热开关元件的发热评价值，因此，若过度减少失调电压voff，则会导致正极侧最大发热开关元件的发热评价值qmaxp过度增加。

因此，如下式所示，通过使失调电压voff变化，以使得正极侧最大发热开关元件的发热评价值qmaxp和负极侧最大发热开关元件的发热评价值qmaxn平衡，从而可以使最大发热开关元件的发热评价值最小化。

qmaxp＝qmaxn(6)

＜合成失调电压voff后评价最大发热评价值的必要性＞

此外，若使失调电压voff增加，则所有相的正极侧的导通占空比沿减少方向变化相同的值，所有相的负极侧的导通占空比沿增加方向变化相同的值。然而，如式(4)或式(5)所示，发热评价值为将导通占空比与电流的平方或电流的大小相乘而得到的值，因此，即使各相的导通占空比变化相同的值，各相的发热评价值的变化量根据各相的电流的大小也有所不同。因此，电流的大小较大的相的发热评价值的变化量相对于失调电压voff的变化而变大。

因此，若使失调电压voff变化，则生成成为正极侧最大发热开关元件的相变化的相位区间，并生成成为负极侧最大发热开关元件的相变化的相位区间。因此，正极侧最大发热评价值qmaxp和负极侧最大发热评价值qmaxn需要用合成失调电压voff后的导通占空比来进行评价。

＜考虑合成失调电压后的失调电压唯一计算方法＞

例如，也考虑进行下述反复数值计算的方法，但运算负担增加：使各相位中失调电压voff逐渐变化，确定正极侧和负极侧的最大发热开关元件，并计算各自的发热评价值，确定满足式(6)的失调电压voff。因此，导出可以唯一计算满足式(6)的失调电压voff的方法，而无需进行反复数值计算。

在设定了满足式(6)的失调电压voff的情况下，作为正极侧最大发热开关元件的相和负极侧最大发热开关元件的相的组合，假设以下3个情形。

(情形a)：在设定了满足式(6)的失调电压的情况下，假设正极侧最大发热开关元件的相和负极侧最大发热开关元件的相为同一相，在失调电压为0的情况下，比起负极侧最大发热开关元件，正极侧最大发热开关元件的发热评价值较大。

(情形b)：在设定了满足式(6)的失调电压的情况下，假设正极侧最大发热开关元件的相和负极侧最大发热开关元件的相为同一相，在失调电压为0的情况下，比起正极侧最大发热开关元件，负极侧最大发热开关元件的发热评价值较大。

(情形c)：在设定了满足式(6)的失调电压的情况下，假设在合成失调电压后，正极侧最大发热开关元件的相和负极侧最大发热开关元件的相为不同的相。

情形a中，在失调电压为0的情况下，比起负极侧最大发热开关元件，正极侧最大发热开关元件的发热评价值较大，因此，电流最大的相在设定了满足式(6)的失调电压后，成为正极侧和负极侧最大发热开关元件。情形b中，在失调电压为0的情况下，比起正极侧最大发热开关元件，负极侧最大发热开关元件的发热评价值较大，因此，电流最小的相在设定了满足式(6)的失调电压后，成为正极侧和负极侧最大发热开关元件。情形c中，在设定了满足式(6)的失调电压后，电流最大的相成为正极侧最大发热开关元件，电流较小的相成为负极侧最大发热开关元件。

各相的电流与各相的交流电压指令基本值成比例，因此使用最大交流电压指令基本值、最小交流电压指令基本值，以取代最大电流、最小电流。将流过交流电压指令基本值最大的相的绕组的电流、设定失调电压后的正极侧和负极侧的导通占空比分别设为i_max、dutyp_max、dutyn_max，将流过交流电压指令基本值最小的相的绕组的电流、设定失调电压后的正极侧和负极侧的导通占空比分别设为i_min、dutyp_min、dutyn_min。

＜使用式(4)的发热评价值的情况＞

在使用式(4)的发热评价值的情况下，情形a、情形b、情形c各自的正极侧和负极侧的最大发热评价值qmaxp、qmaxn成为以下的式(7-a)、式(7-b)、式(7-c)。

qmaxp＝i_max²×dutyp_max、qmaxn＝i_max²×dutyn_max(7-a)

qmaxp＝i_min²×dutyp_min、qmaxn＝i_min²×dutyn_min(7-b)

qmaxp＝i_max²×dutyp_max、qmaxn＝i_min²×dutyn_min(7-c)

此处，dutyp_max、dutyn_max、dutyp_min、dutyn_min从式(3-1)、式(3-2)变成以下的式(8-1)～式(8-4)。此处，vb_max为交流电压指令基本值最大的相的交流电压指令基本值，vb_min为交流电压指令基本值最小的相的交流电压指令基本值。

dutyp_max＝(vb_max－voff)/vdc+1/2(8-1)

dutyn_max＝1/2－(vb_max－voff)/vdc(8-2)

dutyp_min＝(vb_min－voff)/vdc+1/2(8-3)

dutyn_min＝1/2－(vb_min－voff)/vdc(8-4)

若根据式(6)、式(7-a)～式(7-c)、式(8-1)～式(8-4)，导出qmaxp＝qmaxn的式(6)成立的失调电压voff的计算式，则得到式(9-a)、式(9-b)、式(9-c)。具体而言，将式(7-a)、式(7-b)、式(7-c)分别代入式(6)，向代入得到的式中代入式(8-1)～式(8-4)后，对失调电压voff求解，从而导出各式。此处，voff_a为情形a的情况下的失调电压，称为正极侧同相失调电压，voff_b为情形b的情况下的失调电压，称为负极侧同相失调电压，voff_c为情形c的情况下的失调电压，称为不同相失调电压。vb_max为交流电压指令基本值最大的相的交流电压指令基本值，vb_min为交流电压指令基本值最小的相的交流电压指令基本值。

voff_a＝vb_max(9-a)

voff_b＝vb_min(9-b)

voff_c＝vdc/2×(i_max²－i_min²)/(i_max²+i_min²)+(vb_max×i_max²+vb_min×i_min²)/(i_max²+i_min²)

(9-c)

＜使用式(5)的发热评价值的情况＞

在使用式(5)的发热评价值的情况下，情形a、情形b、情形c各自的正极侧和负极侧的最大发热评价值qmaxp、qmaxn成为以下的式(10-a)、式(10-b)、式(10-c)。此处，考虑最大电流i_max成为正值，最小电流i_min成为负值的情况，来设定正负符号。

qmaxp＝i_max×dutyp_max、qmaxn＝i_max×dutyn_max(10-a)

qmaxp＝-i_min×dutyp_min、qmaxn＝-i_min×dutyn_min(10-b)

qmaxp＝i_max×dutyp_max、qmaxn＝-i_min×dutyn_min(10-c)

同样地，若根据式(6)、式(10-a)～式(10-c)、式(8-1)～式(8-4)，导出qmaxp＝qmaxn的式(6)成立的失调电压voff的计算式，则得到式(11-a)、式(11-b)、式(11-c)。

voff_a＝vb_max(11-a)

voff_b＝vb_min(11-b)

voff_c＝vdc/2×(i_max+i_min)/(i_max－i_min)+(vb_max×i_max－vb_min×i_min)/(i_max－i_min)(11-c)

在情形a和情形b的情况下，使用式(4)、式(5)的任意的发热评价值的情况也如式(9-a)和式(11-a)、式(9-b)和式(11-b)那样，成为相同的失调电压。另一方面，在情形c的情况下，如式(9-c)和式(11-c)那样，失调电压因是否使用式(4)、式(5)的任意的发热评价值而不同。

＜计算使用了电流推测值的voff_c＞

为了计算情形c情况下的式(9-c)和式(11-c)的不同相失调电压voff_c，需要交流电压指令基本值最大和最小的相的最大电流i_max和最小电流i_min。为便于简化计算，假设如下。此处，r为绕组电阻，r_s为开关元件的导通电阻。

假设1：r＞＞r_s

假设2：交流电动机3为极低转速，没有由感应电压和电感引起的电压下降。

根据这些假设，式(12-1)和式(12-2)所示的欧姆法则成立，绕组电流可以根据交流电压指令基本值和绕组电阻r来推测。

i_max＝vb_max/r(12-1)

i_min＝vb_min/r(12-2)

若将式(12-1)和式(12-2)代入式(9-c)和式(11-c)，则分别得到式(9-c2)和式(11－c2)。

voff_c＝vdc/2×(vb_max²－vb_min²)/(vb_max²+vb_min²)+(vb_max³+vb_min³)/(vb_max²+vb_min²)(9-c2)

voff_c＝(vb_max+vb_min)×(1+vdc/2/(vb_max－vb_min))

(11-c2)

＜基于voff_a、voff_b、voff_c来设定voff＞

图6上段图表中，示出在直流电压vdc为12v、交流电压指令基本值的振幅d为3v的情况下3相的交流电压指令基本值vb_u、vb_v、vb_w的动作。图6中段图表中，示出根据式(9-a)、式(9-b)、式(9-c2)所计算出的voff_a、voff_b、voff_c的动作。如这些图所示，生成voff_c超过voff_a的相位区间和voff_c低于voff_b的相位区间。然而，由于情形c为情形a和情形b的中间状态，因此voff_c没有超过voff_a，且没有低于voff_b。另外，在voff_c处于voff_a与voff_b之间的情况下，情形c成立，因此情形a和情形b不成立，不能选择voff_a与voff_b。

因此，如图6下段图表所示，满足式(6)的失调电压voff在voff_c超过voff_a时成为voff_a，在voff_c处于voff_a与voff_b之间时成为voff_c，在voff_c低于voff_b时成为voff_c。若将这些用简单的运算逻辑来表示，则voff成为voff_a、voff_b和voff_c的中间值。若将这些用最小值获取处理min()、最大值获取处理max()来表示，则成为式(13)。

voff＝max(min(voff_a，voff_c)，voff_b)(13)

1-2-4-2.失调电压计算部32的结构

因此，失调电压计算部32构成为计算使在基于合成失调电压voff后的交流电压指令来对开关元件进行通断控制的状态下，正极侧最大发热开关元件的发热量的评价值即正极侧最大发热评价值qmaxp和负极侧最大发热开关元件的发热量的评价值即负极侧最大发热评价值qmaxn相一致的失调电压voff。

根据该结构，在合成失调电压后，通过使失调电压voff变化，以使得正极侧最大发热开关元件的发热评价值qmaxp和负极侧最大发热开关元件的发热评价值qmaxn相平衡，从而可以使总相数的正极侧和负极侧的开关元件中的最大发热开关元件的发热评价值最小化，可以分散开关元件的发热。

如上所述，开关元件各自的发热量相关的发热评价值为基于从与开关元件对应的相的串联电路流向绕组的电流、和与开关元件对应的相的合成后交流电压指令所计算的值。

设为使用在平均期间内的发热评价值的平均值而得到的发热评价值，该平均期间比开关元件的温度变化相对于开关元件的发热量变化的延迟的时间常数要短。本实施方式中，平均期间被设定为通断控制周期。而且，如图5、式(4)和式(5)所示，设为使用相当于通断控制周期内的导通期间的平均值的导通占空比来计算的发热评价值。导通占空比如式(3-1)或式(3-2)所示，基于合成后交流电压指令来计算。本实施方式中，发热评价值通过式(4)或式(5)的计算式来计算。

此外，开关元件的温度变化的时间常数相当于在使开关元件的发热量阶跃变化之后，开关元件的温度从初始温度直到达到最终温度的63.2％为止的时间。时间常数与开关元件的热容量成比例，成为比通断控制周期要足够大的值。

＜将voff_a、voff_b、voff_c的中间值设定为失调电压＞

本实施方式中，如图2的框图所示，失调电压计算部32如式(14)所示，基于总相数的交流电压指令基本值vb_u、vb_v、vb_w，计算总相数的交流电压指令基本值vb_u、vb_v、vb_w中的最大值vb_max(以下，称为交流电压指令基本值的最大值vb_max)。另外，失调电压计算部32如式(15)所示，基于总相数的交流电压指令基本值vb_u、vb_v、vb_w，计算总相数的交流电压指令基本值vb_u、vb_v、vb_w中的最小值vb_min(以下，称为交流电压指令基本值的最小值vb_min)。

vb_max＝max(vb_u，vb_v，vb_w)(14)

vb_min＝min(vb_u，vb_v，vb_w)(15)

此处，交流电压指令基本值的最大值vb_max为假设在总相数的正极侧开关元件中发热评价值最大的正极侧开关元件(正极侧最大发热开关元件)的相、和在总相数的负极侧开关元件中发热评价值最大的负极侧开关元件(负极侧最大发热开关元件)的相为同一相，在失调电压为0的情况下，比起负极侧最大发热开关元件，正极侧最大发热开关元件的发热评价值较大(情形a)时，使正极侧最大发热评价值qmaxp和负极侧最大发热评价值qmaxn相一致的失调电压voff_a。

另外，交流电压指令基本值的最小值vb_min为假设正极侧最大发热开关元件的相和负极侧最大发热开关元件的相为同一相，在失调电压为0的情况下，比起正侧最大发热开关元件，负极侧最大发热开关元件的发热评价值较大(情形b)时，使正极侧最大发热评价值qmaxp和负极侧最大发热评价值qmaxn相一致的失调电压voff_b。

失调电压计算部32计算假设正极侧最大发热开关元件的相和负极侧最大发热开关元件的相为不同相(情形c)时，使正极侧最大发热评价值qmaxp和负极侧最大发热评价值qmaxn相一致的失调电压即不同相失调电压voff_c。

在采用了式(4)的发热评价值的情况下，失调电压计算部32使用式(9-c)来计算不同相失调电压voff_c。在采用了式(5)的发热评价值的情况下，失调电压计算部32使用式(11-c)来计算不同相失调电压voff_c。

本实施方式中，如式(12-1)和式(12-2)所示，失调电压计算部32使用基于对应相的交流电压指令基本值来计算的电流推测值，作为用于式(9-c)或式(11-c)的最大电流i_max和最小电流i_min。

另外，在采用了式(4)的发热评价值的情况下，失调电压计算部32使用将式(12-1)和式(12-2)代入到式(9-c)而得到的式(9-c2)，基于直流电压vdc、交流电压指令基本值的最大值vb_max及最小值vb_min，计算不同相失调电压voff_c。在采用了式(5)的发热评价值的情况下，失调电压计算部32使用将式(12-1)和式(12-2)代入到式(11-c)而得到的式(11-c2)，基于直流电压vdc、交流电压指令基本值的最大值vb_max及最小值vb_min，计算不同相失调电压voff_c。直流电压vdc可以是使用电压传感器而检测出的值，也可以是预先设定的值。

如使用图6和式(13)所说明那样，失调电压计算部32计算交流电压指令基本值的最大值vb_max(voff_a)、交流电压指令基本值的最小值vb_min(voff_b)以及不同相失调电压voff_c中的中间值，以作为失调电压voff。

此外，在计算失调电压voff_a、voff_b、voff_c中，最大发热评价值qmaxp、qmaxn自身并不被计算，而可以使用基于最大发热评价值qmaxp、qmaxn的计算式所导出的计算式来唯一计算。因此，无需计算各开关元件的发热评价值，或无需进行反复的数值计算，可以降低运算处理负担。

＜控制动作＞

图7示出与本实施方式不同而将失调电压voff设定为0的比较例所涉及的控制动作。图8示出本实施方式所涉及的控制动作的例子。在这些例子中，使用式(4)的发热评价值。另外，直流电压vdc为12v，交流电压指令基本值的振幅d为3v，绕组电阻r为15mω，交流电动机3的转速为0，交流电压指令基本值的频率成为极低频率。各图表的横轴成为交流电压指令基本值的相位。

图7的比较例中，相位每变化30deg，依次地，一个开关元件的发热评价值与其它开关元件的发热评价值相比大幅变大，发热集中于特定的开关元件。另一方面，图8的本实施方式的例子中，正极侧最大发热开关元件的发热评价值qmaxp、和负极侧最大发热开关元件的发热评价值qmaxn相一致，可以使最大发热开关元件的发热评价值最小化。这是由于，如上所述，为了使正极侧最大发热开关元件的发热评价值qmaxp减少，若过度增加失调电压voff，则相反地，负极侧最大发热开关元件的发热评价值qmaxn过度增加，因此通过使qmaxp与qmaxn相一致，从而可以使发热评价值最小化。图7的比较例中，最大发热评价值为28.8w，与之相对地，图8的本实施方式的例子中，最大发热评价值为20.6w，大约可以降低28％。

另外，例如，u相的开关元件成为正极侧最大发热开关元件的期间tmaxp、u相的开关元件成为负极侧最大发热开关元件的期间tmaxn在图7的比较例和图8的本实施方式的例子中不同。因此，如上所述，可知正极侧最大发热评价值qmaxp和负极侧最大发热评价值qmaxn需要用失调电压voff的合成后交流电压指令来进行评价。

另外，使用专利文献1的方法、专利文献2的方法，在与图7和图8同样的条件下，进行仿真的结果是，最大发热评价值分别成为26.6w、22.7w，本实施方式的方法的发热评价值的降低效果较大。

2.实施方式2

接着，对实施方式2所涉及的功率转换装置1进行说明。对与上述实施方式1相同的结构部分省略说明。本实施方式所涉及的功率转换装置1的基本结构与实施方式1相同，但发热量的平均期间与实施方式1不同。

由于开关元件的热容量和冷却机构，开关元件的温度相对于开关元件的发热延迟地变化。换言之，开关元件的发热量被平均化而表现在开关元件的温度上。因此，如实施方式1那样，即使不控制通断控制周期的发热量的平均值，也能够通过控制比通断控制周期长、比开关元件的温度变化的延迟的时间常数要短的期间的发热评价值的平均值，来抑制开关元件的发热。

发热评价值基于总相数的交流电压指令基本值来计算，因此通过对用于计算失调电压voff的总相数的交流电压指令基本值进行平均化处理，从而可以控制发热评价值的平均值。

因此，本实施方式中，如图9的框图所示，失调电压计算部32将在平均期间中进行平均化而得到的总相数的交流电压指令基本值用于计算失调电压，该平均期间比开关元件的温度变化相对于开关元件的发热量变化的延迟的时间常数要短，并比通断控制周期要长。

本实施方式中，失调电压计算部32使用移动平均处理、低通滤波处理等，以作为平均化处理。移动平均的平均期间设定为比开关元件的温度变化的延迟的时间常数要短，并比通断控制周期要长的期间。低通滤波的截止频率设定为比开关元件的温度变化的延迟的时间常数的倒数要大，并比通断控制周期的倒数要小的频率。

另外，失调电压计算部32基于平均化处理后的总相数的交流电压指令基本值，使用式(14)、式(15)、式(9-c2)或式(11-c2)，来计算交流电压指令基本值的最大值vb_max(voff_a)、交流电压指令基本值的最小值vb_min(voff_b)以及不同相失调电压voff_c。而且，失调电压计算部32计算最大值vb_max、最小值vb_min以及不同相失调电压voff_c中的中间值，以作为失调电压voff。

根据本结构，可以调整平均期间，因此可以提高失调电压voff的设定自由度。另外，可以通过平均化处理来抑制失调电压voff的急剧变动，并抑制噪声分量。由于可以将平均化期间内的累积发热量考虑在内，将进一步地接近于开关元件的温度的值设为发热评价值，因此可以分散开关元件的发热。

3.实施方式3

接着，对实施方式3所涉及的功率转换装置1进行说明。对与上述实施方式1相同的结构部分省略说明。本实施方式所涉及的功率转换装置1的基本结构与实施方式1相同，但在失调电压voff中合成有高频分量这一点上，与实施方式1不同。

本实施方式中，如图10的框图所示，构成为失调电压计算部32进一步将高频分量与失调电压voff合成，该失调电压voff设定为正极侧最大发热评价值qmaxp和负极侧最大发热评价值qmaxn相一致。另外，合成后电压指令计算部33将合成有高频分量的失调电压voff与总相数的交流电压指令基本值的每一个进行合成，从而计算总相数的合成后交流电压指令。

在将失调电压与交流电压指令合成的方法中，除了本申请那样的开关元件的发热的分散以外，一直以来存在降低开关噪声的峰值、降低开关损耗等各种各样的方法。

例如，存在用于在每周期前后错开开关元件的通断定时的高频分量。通过该高频分量，可以在宽频带中分散开关噪声的频率，并可以增加降低噪声频谱峰值的效果。

另外，存在计算将总相数的合成后交流电压指令中的任意一相固定在上限电压(本例中，vdc/2)或下限电压(-vdc/2)的高频分量的方法。由此，可以减少开关次数，也可以降低开关损耗产生的发热。

高频分量设为在比开关元件的温度变化相对于开关元件的发热量变化的延迟的时间常数要短的期间内的平均值为0的振动分量。若增加高频分量，则发热评价值产生变动，但在比时间常数要短的期间内的发热评价值的平均值不产生变动。即使增加高频分量，也可以抑制开关元件的温度变动，可以维持失调电压产生的发热的分散效果。因此，可以兼用发热分散、和降低高频分量产生的开关噪声、降低开关损耗等其它目的。

4.实施方式4

接着，对实施方式4所涉及的功率转换装置1进行说明。对与上述实施方式1相同的结构部分省略说明。本实施方式所涉及的功率转换装置1的基本结构与实施方式1相同，但电流的计算方法与实施方式1不同。

实施方式1中，对于计算不同相失调电压voff_c，使用了基于交流电压指令基本值所计算出的电流推测值。本实施方式中，对于计算不同相失调电压voff_c，使用电流检测值。

如图11的本实施方式所涉及的简要结构图所示，设置有与各相的负极侧开关元件串联连接的电流传感器ct。将电流传感器ct的输出信号输入至控制装置30。然后，控制装置30基于各相的电流传感器ct的输出信号，来检测流过各相绕组的电流。本实施方式中，电流传感器ct使用变流器(currenttransformer)，但可以使用分流电阻、或霍尔元件等。另外，将电流传感器的数量设为两个以下，可以兼用电流检测值和电流推测值来计算失调电压。另外，电流传感器可以设置在将各相的串联电路和各相的绕组相连接的电线上，也可以设置在将直流电源2和功率转换装置1相连接的电线上。

如图12的框图所示，失调电压计算部32选择流过交流电压指令基本值最大的相的绕组的电流，以作为最大电流i_max，并选择流过交流电压指令基本值最小的相的绕组的电流，以作为最小电流i_min。

在采用式(4)的发热评价值的情况下，失调电压计算部32使用式(9-c)，基于直流电压vdc、最大电流i_max、最小电流i_min、交流电压指令基本值的最大值vb_max以及交流电压指令基本值的最小值vb_min，计算不同相失调电压voff_c。

在采用式(5)的发热评价值的情况下，失调电压计算部32使用式(11-c)，基于直流电压vdc、最大电流i_max、最小电流i_min、交流电压指令基本值的最大值vb_max以及交流电压指令基本值的最小值vb_min，计算不同相失调电压voff_c。

而且，与实施方式1同样地，失调电压计算部32计算交流电压指令基本值的最大值vb_max、交流电压指令基本值的最小值vb_min以及不同相失调电压voff_c中的中间值，以作为失调电压voff。

根据本实施方式，即使在存在交流电动机的电动势的情况、开关电阻与绕组电阻相比是不能忽视的大小的情况等不能使用欧姆法则的情况下，也可以使用电流检测值，高精度地分散开关元件的发热。

5.实施方式5

接着，对实施方式5所涉及的功率转换装置1进行说明。对与上述实施方式1相同的结构部分省略说明。本实施方式所涉及的功率转换装置1的基本结构与实施方式1相同，但在规定的运行条件下停止计算失调电压这一点、以及限制失调电压的上下限这一点上，与实施方式1不同。

若交流电动机的转速变高，总相数的交流电压指令基本值的频率变高，则最大发热开关元件切换的周期变短。该切换周期在比开关元件的温度变化的延迟的时间常数要小的情况下，即使不合成失调电压，开关元件的温度上升偏差也变低，合成失调电压的必要性变低。另外，即使电流的大小较小，不合成失调电压，在开关元件的温度上升在允许范围内的情况下，无需合成失调电压。如上所述，存在无需合成发热分散用的失调电压的运行状态。

因此，如图13的框图所示，在总相数的交流电压指令基本值的频率比预先设定的判定频率要高的情况下，或者流过电负荷的电流的大小比预先设定的判定电流要小的情况下，失调电压计算部32停止计算使正极侧最大发热评价值qmaxp和负极侧最大发热评价值qmaxn相一致的失调电压voff。

例如，如式(16)所示，在交流电压指令基本值的角转速ω的大小变得比预先设定的判定速度ω_inh大的情况下，失调电压计算部32停止使qmaxp和qmaxn相一致的失调电压voff的计算处理，将失调电压voff设定为0。判定速度ω_inh设定为使交流电压指令基本值的周期变得比开关元件的温度变化的延迟的时间常数短的角转速。由此，在无需发热分散的角转速下，停止计算失调电压voff，可以减轻运算处理负担。

|ω|＞ω_inh(16)

另外，如式(17)所示，在从直流电源2流向逆变器电路4的直流电流idc的大小比预先设定的判定电流i_inh要小的情况下，失调电压计算部32停止使qmaxp和qmaxn相一致的失调电压voff的计算处理，将失调电压voff设定为0。可以使用将总相数的交流电流转换为dq轴旋转坐标系上的电流的q轴电流，以取代直流电流idc。在能允许发热的电流中，停止计算失调电压voff，可减轻运算处理负担。

|idc|＞i_inh(17)

若交流电压指令基本值的振幅d变大，则由于合成后交流电压指令超过-vdc/2到+vdc/2的范围，因此不能与交流电压指令基本值对应地对绕组适当施加电压，或者开关元件的导通期间低于为了检测电流而需要的期间。因此，在合成后交流电压指令超过预先设定的下限值到上限值的范围的情况下，失调电压计算部32使失调电压voff变化，从而合成后交流电压指令在下限值到上限值的范围内。

例如，如式(18-1)和式(18-2)所示，在交流电压指令基本值的最大值vb_max的合成后的电压指令(vb_max－voff)变得比预先设定的上限值vf_plim大的情况下，或在交流电压指令基本值的最小值vb_min的合成后的电压指令(vb_min－voff)变得比预先设定的下限值vf_nlim小的情况下，失调电压计算部32停止使qmaxp和qmaxn相一致的失调电压voff的计算处理，将失调电压voff设定为0。上限值vf_plim设定为与+vdc/2相对应的值，下限值vf_nlim设定为与-vdc/2相对应的值。可以防止合成后交流电压指令超过下限值到上限值的范围，可以对绕组适当施加电压，并可以高精度地检测绕组电流。

vb_max－voff＞vf_plim(18-1)

vb_min－voff＜vf_nlim(18-2)

或者，失调电压计算部32进行失调电压的限制处理，在式(18-1)成立的情况下，使用式(19-1)使失调电压voff变化，从而交流电压指令基本值的最大值vb_max的合成后的电压指令(vb_max－voff)与上限值vf_plim相一致，并在式(18-2)成立的情况下，使用式(19-2)使失调电压voff变化，从而交流电压指令基本值的最小值vb_min的合成后的电压指令(vb_min－voff)与下限值vf_nlim相一致。可以保障计算适当范围的合成后交流电压指令。另外，可以使合成后的交流电压指令在适当范围内，并获得最大限度的发热分散效果。

voff＝vb_max－vf_plim(19-1)

voff＝vb_min－vf_nlim(19-2)

此外，各种失调电压的计算停止处理、和失调电压的上下限限制处理可以分别单独执行，也可以组合来执行。

6.实施方式6

接着，对实施方式6所涉及的功率转换装置1进行说明。对与上述实施方式1相同的结构部分省略说明。本实施方式所涉及的功率转换装置1的基本结构与实施方式1相同，但本实施方式中，交流电动机3用作电动助力转向装置的驱动力源。

如图14所示，方向盘53上所施加的驾驶员的转向力被传递至转向轴54。另外，交流电动机3的输出转矩经由减速齿轮57被传递至转向轴54。传递到转向轴54的驾驶员的转向力及交流电动机3的输出转矩经由齿条·小齿轮55被传递至齿条，并转动车轮56。交流电动机3输出对驾驶员的转向进行辅助的转矩。安装到转向轴54的转矩传感器52检测驾驶员的转向力。交流电动机3上设置有对转子的电气角进行测量的角度传感器。

控制装置30(电压指令基本值计算部31)基于由转矩传感器52检测出的驾驶员的转向力、交流电动机3的转子的电气角以及流过交流电动机3的绕组的电流，计算总相数的交流电压指令基本值。

将在车速为0的状态下转动方向盘53的转向称为静止转向。静止转向时，存在下述问题：逆变器电路4中流过大电流，发热集中于特定的开关元件。与上述实施方式1同样地，通过计算分散发热的失调电压voff，从而可以减轻开关元件的温度上升的偏差，使连续的静止转向次数增加。另外，也可应用于通用的逆变器电路、冷却设备等，可以降低系统整体的成本。

7.实施方式7

接着，对实施方式7所涉及的功率转换装置1进行说明。对与上述实施方式1相同的结构部分省略说明。本实施方式所涉及的功率转换装置1的基本结构与实施方式1相同，但本实施方式中，交流电动机3用作车轮的驱动力源。

如图15所示，交流电动机3用作电动车辆62(或者混合动力车辆等)的车轮56的驱动力源。控制装置30(电压指令基本值计算部31)基于驾驶员的加速踏板的操作及车速等，计算总相数的交流电压指令基本值。

在车辆在上坡路停止，驾驶员调整加速踏板，从而使车辆保持在停止状态的情况下，在交流电动机3的转速极低的状态下，存在下述问题：流过交流电动机3的电流增加，发热集中于特定的开关元件。与上述实施方式1同样地，通过计算分散发热的失调电压voff，从而可以减轻开关元件的温度上升的偏差。另外，也可应用于通用的逆变器电路、冷却设备等，可以降低系统整体的成本。

8.实施方式8

接着，对实施方式7所涉及的功率转换装置1进行说明。对与上述实施方式1相同的结构部分省略说明。本实施方式所涉及的功率转换装置1的基本结构与实施方式1相同，但本实施方式中，交流电动机3用作电梯的曳引机的驱动力源。

如图16所示，轿厢72和对重73通过绳索74连接，曳引机71通过卷起绳索74来使轿厢72移动。对重73具有抵消轿厢72的重力，使曳引机71所需的转矩降低的效果。作为曳引机71的驱动力源，使用交流电动机3。

控制装置30(电压指令基本值计算部31)基于交流电动机3的转子的电气角以及流过交流电动机3的绕组的电流等，计算总相数的交流电压指令基本值。

轿厢72在刚开始移动后，在交流电动机3转速极低的状态下，存在下述问题：流过交流电动机3的电流增加，发热集中于特定开关元件。与上述实施方式1同样地，通过计算分散发热的失调电压voff，从而可以减轻开关元件的温度上升的偏差。

[其它实施方式]

最后，对本申请的其它实施方式进行说明。此外，下面说明的各实施方式的结构并不限于分别单独地进行应用，只要不产生矛盾，也能与其它实施方式的结构相组合来进行应用。

(1)在上述各实施方式中，以下述情况为例进行了说明，即：总相数设定为3个。然而，本申请的实施方式并不限于此。即，总相数可以设定为3个以上。例如，即使是总相数设定为4个的具有四相绕组的感应电动机，失调电压计算部32也可以计算四相的交流电压指令基本值中的最大值vb_max和最小值vb_min，基于最大值vb_max和最小值vb_min计算不同相失调电压voff_c，计算最大值vb_max、最小值vb_min以及不同相失调电压voff_c的中间值以作为失调电压voff。

(2)在上述各实施方式中，以下述情况为例进行了说明，即：交流电动机3是感应电动机。然而，本申请的实施方式并不限于此。即，交流电动机3可以是永磁体式或电磁体式的同步电动机，总相数的电负载可以设为在同步电动机上设置的总相数的绕组。在同步电动机的情况下，交流电压指令基本值的周期变得与转子的电气角中的旋转周期相等。另外，交流电动机3可以具有电动机的功能和发电机的功能的一方或双方。

(3)上述实施方式6至9中，以下述情况为例进行了说明，即：交流电动机3用作电动助力转向装置、车轮或电梯的曳引机的驱动力源。然而，本申请的实施方式并不限于此。即，交流电动机3可以用于各种各样的设备。

(4)上述各实施方式中，以下述情况为例进行了说明，即：总相数的电负载设为交流电动机3所具备的总相数的绕组。然而，本申请的实施方式并不限于此。即，总相数的电负载可以是能由电阻和电感器表现的三相以上的各种电路。

(5)上述各实施方式中，以下述情况为例进行了说明，即：总相数的交流电压指令基本值设为以0为中心进行振动。然而，本申请的实施方式并不限于此。即，总相数的交流电压指令基本值可以构成为以vdc/2为中心进行振动。该情况下，作为式(9－c)、式(9－c2)、式(11－c)以及式(11－c2)中的最大值vb_max和最小值vb_min，可以使用从以vdc/2为中心进行振动的交流电压指令基本值的最大值和最小值减去vdc/2而得到的值。该情况下，开关控制部34使用以vdc/2为中心以直流电压vdc/2的振幅和通断控制周期(pwm周期)进行振动的载波。

(6)上述实施方式2中，以下述情况为例进行了说明，即：作为电流，使用基于交流电压指令基本值所计算的电流推测值，对交流电压指令基本值进行了平均化处理的值被用于计算失调电压。然而，本申请的实施方式并不限于此。即，如实施方式4所示，在作为电流使用电流检测值的情况下，对交流电压指令基本值和电流检测值进行平均化处理而得到的值也可以用于计算失调电压。

本申请虽然记载了各种示例性的实施方式以及实施例，但是1个或多个实施方式所记载的各种特征、方式及功能并不仅限于适用特定的实施方式，也可以单独适用于实施方式，或者进行各种组合来适用于实施方式。由此，可以认为未示例的无数变形例也包含在本申请说明书所公开的技术范围内。例如，假设包括对至少一个构成要素进行变形的情况、添加的情况或省略的情况、以及提取至少一个构成要素并与其他实施方式的构成要素组合的情况。

标号说明

i_max最大电流

i_min最小电流

qmaxn负极侧最大发热评价值

qmaxp正极侧最大发热评价值

vb_max总相数的交流电压指令基本值中的最大值

vb_min总相数的交流电压指令基本值中的最小值

vdc直流电压

voff失调电压

voff_c不同相失调电压

1功率转换装置

2直流电源

3交流电动机

4逆变器电路

30控制装置

31电压指令基本值计算部

32失调电压计算部

33合成后电压指令计算部

34开关控制部。