开关电容转换器、用于转换电压电平的方法和电气系统与流程

本申请涉及一种开关电容转换器，该开关电容转换器包括级联在一起的多个开关级，其中每个开关级具有至少两个交错式半桥。
背景技术：
：将直流(dc)切换到dc电压的转换器用于各种应用中，以将输入电压处的电力转换成期望输出电压处的电力。使用这样的电压转换器用于为电池充电器、计算机、电视和许多其他电子设备供电。电压转换器可以将输入电压降低或升高固定的转换因子(例如，2：1、4：1、1：3)，以用于电压转换器的负载不需要调节的应用。开关电容转换器(scc)代表可以基于这样的固定转换因子来转换电压的一类电压转换器。scc至少与包括典型调节电压转换器的许多其他电压转换器类型相比以低阻抗和高效率运行。scc不需要庞大的磁性元件(例如，电感器或变压器)，其导致scc的潜在高功率密度。此外，scc的开关控制相当简单，特别是与调节电压转换器相比时更是如此，并且scc的开关控制不需要通常由用于调节电压转换器的控制器所需的测量传感器。典型的scc通过使用开关来操作以在若干链路电容器之间传输能量。开关和链路电容器可以被划分为第一组和第二组，并且scc的开关周期可以被划分为第一相间隔和第二相间隔。在切换间隔的第一相期间，第一组开关导通，使得电荷从输入端或第二组电容器传递到第一组电容器。在切换间隔的第二相期间，第二组开关导通，使得电荷(能量)从第一组电容器传递到第二组电容器并传递到输出端及其相关联的输出电容器。通过在切换间隔的第一阶段和第二阶段期间发生的第一组电容器和第二组电容器之间的这些能量传递，使电力从scc的输入端流向输出端。scc的链路电容器的尺寸必须使得它们能够存储在切换间隔的第一阶段和第二阶段内提供的电荷，并且在电荷转移期间具有最小的损耗。此外，输出电容的大小必须使scc输出端处的任何电压纹波都在可接受的范围内。这些要求导致电容器具有相当高的电容和相关联的大尺寸，使得电容器包括由scc消耗的大部分面积(和体积)。期望减小scc内的电容器的尺寸的电路拓扑和相关技术。技术实现要素：根据开关电容转换器(scc)的实施方式，scc包括：输入端、输出端、被级联在一起的至少两个开关级、第一电容器和第二电容器，以及控制器。至少第一开关级和第二开关级均包括第一半桥和第二半桥。每个第一半桥包括在第一开关节点耦接到第一低侧开关的第一高侧开关。每个第二半桥包括在第二开关节点处耦接到第二低侧开关的第二高侧开关。第一半桥和第二半桥彼此并联连接。第一电容器将第一开关级的第一开关节点耦接到第二开关级的第一开关节点，而第二电容器将第一开关级的第二开关节点耦接到第二开关级的第二开关节点。控制器被配置成生成第一开关控制信号和第二开关控制信号。第一开关控制信号控制每个开关级的第一高侧开关。而第二开关控制信号控制每个开关级的第二高侧开关。根据电气系统的实施方式，电气系统包括如上所述的开关电容转换器(scc)。电气系统还包括负载，该负载电耦合到输出端并且由scc供电。根据一种方法的实施方式，在该方法中，在诸如如上所述的开关电容转换器(scc)内转换电压。该方法开始于如下步骤：将开关级中的每一个的第一高侧开关和第二低侧开关在第一导通间隔内导通，以对第一电容器充电并且对第二电容器放电。接下来，在第一死区时间间隔内关断开关。接下来是如下步骤：将开关级中的每一个的第一低侧开关和第二高侧开关在第二导通间隔内导通，以对第二电容器充电并且对第一电容器放电。接下来，在第二死区时间间隔内关断开关。根据需要重复进行这些步骤以将输入电压转换为输出电压。通过阅读以下详细描述并查看附图，本领域技术人员将认识到附加的特征和优点。附图说明附图中的元素不一定相对于彼此按比例绘制。相同的附图标记表示相应的类似部分。各个示出的实施方式的特征可以被组合，除非它们彼此排斥。在附图中描绘并且在以下描述中详述实施方式。图1示出了具有两个开关级的开关电容转换器的示意图，其中，每个开关级包括两个半桥；图2示出了如在图1中所包括的对应于自举开关驱动器的电路；图3a和图3b分别示出了针对第一导通间隔和第二导通间隔的开关电容转换器(例如图1中所示的开关电容转换器)的开关级内的电力回路；图4示出了开关电容转换器(例如图1中所示的开关电容转换器)内的电压和电流波形；图5a和图5b分别示出了用于开关电容转换器的降压和升压工作模式以及可以耦合到开关电容转换器的相关输入电源和负载；图6a和图6b示出了使用负载相关的信号生成的开关电容转换器的开关控制信号定时和相关联的输出电压波形；图7示出了类似于图1的开关电容转换器，但该开关电容转换器也在开关级之间磁性地传递电力；图8a和图8b示出了具有四个开关级并且分别以降压和升压模式工作的开关电容转换器；图9示出了用于在开关电容转换器内使用交错式半桥在开关级之间传输电力的方法。图10示出了包括交错式半桥的三级开关电容转换器内的电力回路。具体实施方式本文描述的实施方式提供用于根据固定转换比率使输入电压升高或降低的电路和方法。所描述的电路拓扑采用至少两个开关级的级联布置，其中，至少一个开关级耦接到输入端，并且至少一个开关级耦接到输出端。每个开关级内的开关被切换，以便使用链路(linking)电容器通过转换器传输电力，使得输出端处的电压相对于输入电压逐步升高或降低。与标准的开关电容转换器(scc)不同，下面描述的电路和技术在每个开关级内使用不止一个半桥，并且在这些半桥内的开关被交错控制，以将电力从输入端传输到输出端。对半桥开关的交错控制使得这样的电力传输能够在转换器的每个开关周期中发生，而不是在每个开关周期的仅一部分(相(phase)间隔)期间发生。这使得在输出端和中间节点处实现更平滑的电压(更小的纹波)，同时使用比标准scc所需的更小的电容器。本文描述的电路拓扑提供scc的变体。标准降压scc包括与输出开关级级联的一个或更多个输入开关级。每个输入开关级通常包括两个开关，所述两个开关可以表示为高侧开关和低侧开关，并且所述两个开关在开关节点处串联连接。高侧开关和低侧开关交替导通。第一组电容器(有时称为链路(link)电容器)将输入开关级的开关节点耦接到输出开关级的开关节点。第二组电容器可以耦接在每个输入开关级之间，或者可以将开关级间节点耦接到输出开关级的另一开关节点。利用具有相关开关时段的开关频率来执行scc的切换。在每个开关时段内出现的开关周期可以被划分为：第一相间隔，在此期间高侧开关导通并且低侧开关断开；以及第二相间隔，在此期间低侧开关导通并且高侧开关关断。在第一相间隔期间，能量从输入端和第二组电容器被传递到第一组电容器。在第二相间隔期间，能量从第一组电容器被传递到第二组电容器并且被传递到输出端及其相关联的电容器。在这种典型的scc中，能量仅在每个开关周期的第一相间隔期间从输入端被传递。考虑第一开关级，第一开关级在降压scc中耦合到输入端，并且电容器将第一开关级的开关节点耦接到输出级。该电容器的尺寸必须使其能够在第一相间隔期间存储电荷(能量)，其中，该电荷(能量)足以最终在整个开关周期(时段)内向输出端提供能量。电容器的电容必须非常大，部分原因是电力仅在大约一半开关周期内从输入端被提供。通过本文描述的电路拓扑和技术解决了上述问题，其在几乎所有每个开关周期中从输入端传输电力，而不是仅使用一个相间隔(约为每个开关周期的一半)。考虑到连接到降压转换器中的输入端的第一开关级，这通过增加上述高侧/低侧开关对来实现，并且此后称为第一半桥以及与第一半桥并联连接的至少第二半桥。通常，两个或更多个半桥可以并联连接以形成第一开关级。第一开关级的并联连接的半桥以交错的方式被控制，使得使用并联连接的半桥将电力交替地输入到转换器。更具体地，在两个并联连接的半桥的情况下，在第一相间隔期间，通过接通第一半桥的高侧开关来从输入端传输电力，使得电力从输入端流到第一半桥的链路电容器。在第二相间隔期间，通过接通第二半桥的高侧开关来从输入端传输电力，使得电力从输入端流到第二半桥的链路电容器。除了将第一相间隔和第二相间隔分开的相对短的“死区”时间间隔外，开关几乎总是允许来自输入端的电力传导。虽然以上描述聚焦于连接到降压转换器中的输入端的开关级，但是其他开关级的功能类似，除了其他开关级从上游开关级传输电力而非直接从输入端传输电力之外。此外，这里描述的电路拓扑还支持升压电压转换，这种操作仅涉及交换输入和输出端子连接。以下通过开关电容转换器(scc)的特定示例来描述实施方式。这些示例具有共同的特征，即它们包括以级联布置连接的多个开关级。此外，这些开关级中的至少一些包括并联连接的两个或更多个半桥，并且所述两个或更多个半桥以交错的方式工作，以便在scc的基本上整个开关周期中通过给定的开关级传输电力。应该理解，以下实施方式不意味着限制。没有详细描述本领域公知的电路和技术，以避免模糊本发明的独特方面。除了上下文不允许这样的情况之外，可以组合或重新布置来自示例性实施方式的特征和方面。以下以具有两个级联开关级的scc的实施方式继续描述，其中scc以降压模式工作。描述了这样的电路的电路拓扑结构，然后是基于scc内的电流回路和波形的操作描述。该scc外推到三个阶段，并描述了这样的scc内的电力回路。接下来，说明scc如何以升压模式工作。接下来是可以在scc内使用的技术，以减少scc的低功率工作期间的功率损耗。还描述了利用磁电力传输增强开关级之间的电功率传输的电路拓扑。然后，描述采用四个开关级的scc，接着是使用半桥的交错控制来操作scc的方法。具有交错式半桥的两级开关电容转换器图1示出了开关电容转换器(scc)100的实施方式，其具有以级联布置连接的第一开关级141和第二开关级142。这些开关级141、142中的每一个包括并联连接的两个半桥电路。通常，每个开关级141、142可以包括并联连接的两个或更多个半桥。控制器120生成开关控制信号vpwm1、vpwm2，其经由开关驱动器控制开关级141、142内的开关。除了开关级141、142之间的直接电连接(vp1至vn2)之外，开关级142、141的a相开关的节点pa2、pa1和b相开关节点pb2、pb1使用链路电容器cb2、ca2和电感lb2、la2耦接在一起。电感lb2、la2可以是电路或物理电感器的寄生(例如，布线/迹线)电感。第一端子110、第二端子112和接地端子114为scc100提供外部电接触点。下面的描述聚焦于scc100的2：1降压工作模式，其中，向第一端子110提供相对高的电压vin，该电压vin以两倍的因子被降低以在第二端子112处提供较低的电压vout。在这种工作模式中，第一端子110用作连接到电源的输入端，而第二端子112用作向scc100的负载(未示出)供电的输出端。如下面将进一步解释的，scc100可以替代地以升压模式工作，其中，第二端子112用作输入端而第一端子110用作输出端。每个开关级141、142包括两个半桥电路，此后称为a相半桥和b相半桥。如图所示，每个开关级的半桥并联连接。每个半桥包括在开关节点处串联连接的两个电力开关。第二开关级142被视为开关级141、142的代表，并且在下面进一步详细描述。第二开关级142包括a相半桥，其具有在a相开关节点pa2处串联连接的高侧开关q2a_hs和低侧开关q2a_ls。第二开关级142还包括b相半桥，其具有在b相开关节点pb2处串联连接的高侧q2b_hs和低侧开关q2b_ls。a相和b相半桥分别连接在第二开关级142的正负节点(端子)vp2、vn2之间，即，半桥并联连接。开关级电容器c2也连接在第二开关级的端子vp2、vn2上。由于并联半桥的交错控制，开关级电容器c2不需要存储在典型的scc中可能需要的大量电荷。这意味着电容器c2可以具有相对小的电容，例如200nf，而不使用本文描述的电路和技术的典型scc中的相应电容器可能要求c2具有约20μf至200μf的量级的电容。使用本文中的技术，甚至可以对于某些应用完全省略电容器c2，如本文中的例如图3a和图3b中的其他电路所示。如所示出的，第二开关级142的正端子vp2耦接到scc100的第一端子110。在具有多于两个开关级的替代实施方式中，该正端子vp2可以被用于在另外开关级的负端子vn处连接到另外的开关级。第二开关级142的负端子vn2在其正端子vp1处耦合到第一开关级141。半桥的开关q2a_hs、q2a_ls、q2b_hs、q2b_ls均具有第一端子、第二端子和控制端子(例如，漏极、源极和栅极)。当适当的有效(active)(例如，高)信号被施加到开关的控制端子时，在该开关的第一端子和第二端子之间启用导通。在这种导通(接通)状态下，开关的第一端子与第二端子两端的电压几乎为零。相反，非导通(断开)开关提供从其第一端子到第二端子的开路。第一开关级141被配置成并且包括与第二开关级142基本相同的部件，但是第一开关级141具有与第二开关级142的外部连接不同的外部连接112、114，如图1所示。图1的所示scc100内的开关是功率金属氧化物半导体场效应晶体管(mosfet)，但是可以使用其他开关类型。例如，在一些应用中，结型场效应晶体管(jfet)、双极结型晶体管(bjt)、绝缘栅双极晶体管(igbt)、高电子迁移率晶体管(hemt)或其他类型的功率晶体管可以是优选的。开关可以被集成在相同的半导体管芯上，每个开关可以设置在单独的管芯上，或者可以以其他方式分布在多个半导体管芯上。scc100内的每个mosfet开关具有漏极(第一)端子和源极(第二)端子、以及控制漏极与源极之间导通的栅极端子。操作给定开关级内的开关，使得对于开关周期的第一导通间隔，a相半桥的高侧开关与b相半桥的低侧开关同时导通。在该第一导通间隔期间，其他开关被关断(不导通)。这样的间隔之后是同一开关周期的第二导通间隔，在第二导通间隔期间，a相半桥的低侧开关和b相半桥的高侧开关导通。在第二导通间隔期间，其他开关断开(不导通)。第一导通间隔和第二导通间隔可以通过相对短暂的死区时间间隔分开，在死区时间间隔期间没有开关导通。通过控制器120生成的控制信号来控制开关的导通。控制器120生成控制开关q2a_hs、q1a_hs、q2b_ls、q1b_ls的导通的第一脉冲宽度调制(pwm)信号vpwm1，并且生成其控制开关q2a_ls、q1a_ls、q2b_hs、q1b_hs的第二pwm信号vpwm2。虽然图1的scc100仅包括两个开关级141、142，但是其他实施方式可以具有更多的开关级，在这种情况下，第一pwm信号vpwm1和第二pwm信号vpwm2也可以控制这些其他开关级内的相应开关。所生成的pwm信号vpwm_q1、vpwm_q2具有交替的有效(active)脉冲，使得在第一导通间隔期间例如a相高侧开关q2a_hs被设置为导通而a相低侧开关q2a_ls关断，随后是第二导通间隔，在第二导通间隔期间，a相低侧开关q2a_ls被设定为导通而a相高侧开关q2a_hs关断。生成pwm信号vpwm1、vpwm2，使得高侧开关q2a_hs和低侧开关q2a_ls不同时接通(导通)。每个开关周期的第一导通间隔和第二导通间隔由“死区时间”间隔分开，在死区时间间隔期间，高侧开关q2a_hs和低侧开关q2a_ls都不导通。所生成的pwm信号vpwm_q1、vpwm_q2以相反的方式控制b相半桥的开关q2b_hs、q2b_ls。虽然以上在第二开关级142的背景下进行了解释，但pwm信号vpwm_q1、vpwm_q2类似地控制第一开关级141内的开关和scc的任何其他开关级。可以使用模拟硬件组件(例如，晶体管、放大器、二极管和电阻器)的组合以及主要包括数字组件的处理器电路来实现控制器120及其组成部分。处理器电路可以包括数字信号处理器(dsp)、通用处理器和专用集成电路(asic)中的一个或更多个。控制器120还可以包括：存储器，例如，诸如闪存的非易失性存储器，其包括供处理器电路使用的指令或数据；以及一个或更多个定时器，例如，用于根据开关频率产生第一导通间隔和第二导通间隔以及产生死区时间间隔。因为scc100使用固定的降低或升高转换比工作，所以控制器120与如大多数典型调节电压转换器需要基于反馈信号的感测来自适应闭环控制的控制器相比不太复杂。由控制器120生成的pwm信号vpwm1、vpwm2被馈送到(有源)驱动器电路130l、130h，进而被馈送自举驱动器电路131ahs、131bhs、132als、132bls、132ahs、132bhs。所有驱动器输出具有适当电压电平的pwm控制信号，以驱动scc100内的每个开关的控制端子(例如，栅极)。如所示出的，驱动器电路130l、130h、131ahs、131bhs、132als、132bls、132ahs、132bhs分别参考scc100内相应mosfet开关的源极电压而提供输出控制信号。例如，提供至每个开关q1a_ls、q1b_ls的栅源电压可以在0v与5v之间交替。为了限制有源驱动器电路的数目，所示实施方式对于大多数开关使用自举开关驱动器电路131ah、131bhs、132als、132bls、132ahs、132bhs。驱动器电路130l、130h是可以提供必要的电压电平移位或驱动电流的直接/有源驱动器。如所示出的，这些驱动器130l、130h耦合到开关q1a_ls和开关q1b_ls的控制端子(例如，栅极)，开关q1a_ls和开关q1b_ls的源极端子接地。因此，驱动器130l、130h可以是接地参考。驱动器电路130l、130h还提供被输入到每个自举开关驱动器电路131ahs、131bhs，132als、132bls、132ahs、132bhs的控制信号。图2示出了自举驱动器131ahs内的电路，其被视为自举驱动器电路的代表。自举开关驱动器131ahs使用链接电容器c10以将从驱动器电路130h输出的信号耦合到开关q1a_hs的控制端子(栅极)。自举开关驱动器131ahs还包括肖特基二极管z1和电阻器r10，其用于钳位和均衡开关q1a_hs的控制端子(栅极)处的电压，使得控制端子电压保持在期望范围内。其他自举驱动器电路被类似地配置。注意，可以使用其他驱动器电路——例如标准(有源)电平移位驱动器——来代替自举开关驱动器131ahs、131bhs、132als、132bls、132ahs、132bhs。链路电容器ca2耦合第一开关级141和第二开关级142的a相开关节点pa1、pa2。链路电容器cb2类似地耦合开关级141、142的b相开关节点pb1、pb2。scc100还示出了分别与链路电容器ca2、cb2串联的电感la2、lb2。电感la2、lb2可以是物理电感器(部件)，或者可以仅表示将诸如ca2的链路电容器耦接到其对应的开关节点例如pa1、pa2的电连接(例如，电路板或半导体布线/迹线)的寄生电感。在优选实施方式中，这些电感la2、lb2代表布线/迹线和链路电容器ca2、cb2的寄生电感，并且与链路电容器ca2、cb2一起形成谐振回路。确定链路电容器ca2、cb2的电容，使得scc100的开关频率fsw匹配(或几乎匹配)由ca2和la2以及由cb2和lb2形成的谐振回路的谐振频率。这进而导致scc100内的开关的零电流切换(zcs)或接近zcs，并且使与切换相关联的功率损耗最小化。结合图8a进一步讨论谐振回路的电容和电感以及相关联的zcs功能。在一些实施方式中，电感la2、lb2可以是电感器组件。对于这样的实施方式，对于给定的开关频率fsw可以使用比上述优选实施方式中更小的电容器来实现zcs。在其他实施方式中，可以省略电感la2、lb2和/或放弃zcs操作，在这种情况下可以使用更小的电容和更小的链路电容器，只要电容器的能量存储容量足以支持必要的电力传输即可。两级降压scc内的电压波形和电流波形现在将使用图3a和图3b所示的电力回路以及图4所示的相关联的电压波形和电流波形来描述scc100的工作。图3a和图3b示出了与图1中的电压scc100对应的电路300-1、300-2，除了在这些电路300-1、300-2中删除了电容器c1和c2。为了便于说明，在图3a和图3b中未示出scc100的若干其他部件(例如，控制器、驱动器)，但是这些部件应被理解为实际上包括在电路300-1、300-2中并且是如图1的scc100中所描述的那样。图3a示出了用于开关周期的第一导通间隔的电力回路312、311。如前文所述，控制器120将开关级142、141的高侧开关q2a_hs、q1a_hs设定为在该开关周期的第一导通间隔期间导通。电力回路312示出了电流从第一端子110(其耦接至输入电源vin)流过高侧开关q2a_hs，从而对链路电容器ca2充电。链路电容器ca2的另一(低压)端子(板)经由高侧开关q1a_hs连至第二端子112(输出电压vout)，从而将该电容器端子处的电压设为vout。(输出电压vout的预期dc值为vin/2)。由于电感la2和电容器ca2形成的谐振回路，使得流至链路电容器ca2的充电电流ia2呈现半正弦曲线的形状。电力回路311示出了电流(-ib2)经由低侧开关q2b_ls流至第二(输出)端子112，从而使链路电容器cb2放电。在开关周期的第一导通间隔期间，链路电容器cb2的另一(低压)端子(板)经由低侧开关q1b_ls连接至地114。由于电感lb2和电容器cb2形成的谐振回路，使得从链路电容器cb2流出的放电电流-ib2呈现半正弦曲线的形状。图3b示出了用于同一开关周期的第二导通间隔的电力回路322、321。该操作相对于上述操作而言是相反的。b相高侧开关q2b_hs、q1b_hs和a相低侧开关q1b_ls、q1a_ls被导通。电力回路322示出了从第一端子110(vin)流经高侧开关q2b_hs的电流ib2对链路电容器cb2充电。链路电容器cb2的另一(低压)端子(板)经由高侧开关q1b_hs连接至第二端子112(vout)，从而将该电容器端子处的电压固定为vout(vin/2)。电力回路321示出了电流(-ia2)经由低侧开关q2a_ls流至第二(输出)端子112，从而使链路电容器ca2放电。在开关周期的第二导通间隔期间，链路电容器ca2的另一(低压)端子(板)经由低侧开关q1a_ls接地114。虽然充电电流ib2和放电电流(-ia2)具有不同的极性，但其均呈现半正弦曲线形状。图4示出了在scc100的工作期间与开关控制信号和电流对应的波形。如图3a和图3b所示，链路电容器电流ia2、ib2被限定在从第二级开关节点pa2、pb2到第一开关级开关节点pa1、pb2的方向上。对于所描述的降压scc操作，这些电流ia2、ib2在链路电容器ca2、cb2充电时为正而在链路电容器ca2、cb2放电时为负。图4示出了与开关控制信号vpwm1、vpwm2对应的电压波形410、420。这些信号是根据具有对应开关时段tsw的开关频率fsw生成的，开关时段tsw设定了scc100的每个开关周期的持续时间。开关周期tsw被划分为第一导通间隔ton1、第一死区时间间隔dt1、第二导通间隔ton2和第二死区时间间隔dt2。在第一导通间隔ton1期间，第一开关控制信号vpwm1为高(有效)，从而将a相高侧开关q2a_hs、q1a_hs设定为导通，如图3a的电力回路312所示。此外，b相低侧开关q2b_ls、q1b_ls被设定为导通，如图3a的电力回路311所示。在第一导通间隔ton1结束时，第一控制信号vpwm1转变为低电平从而关断这些开关。在dt1间隔内所有开关均保持关断。在这之后是同一开关时段tsw的第二导通间隔ton2，在此期间第二开关控制信号vpwm2为高(有效)。b相高侧开关q2b_hs、q1b_hs被设定为导通，如图3b的电力回路322所示。此外，a相低侧开关q2a_ls、q1a_ls被设定为导通，如图3b的电力回路321所示。在第二导通间隔ton2结束时，第二控制信号vpwm2转变为低电平，从而关断这些开关。在dt2间隔中所有开关均保持关断。针对每个开关周期重复上述开关序列，其中每个开关周期都具有开关时段tsw，同时scc是可操作的。图4示出了三个这样的开关周期。图4示出了与流入链路电容器ca2的电流ia2对应的波形430。在第一导通间隔ton1期间，该电流ia2为正，这意味着链路电容器ca2被充电。链路电容ca2和电感la2形成具有谐振频率fres的谐振回路。在忽略相对小的死区时间的情况下，如果谐振频率fres与scc100的开关频率fsw相匹配，则在第一导通间隔ton1期间电流ia2呈现正弦曲线的半周期的形状。示出了针对充电电流ia2的这种正弦曲线形半周期431chg。在第二导通间隔ton2期间，电流ia2为负，这意味着链路电容器ca2放电。放电电流ia2也呈现正弦曲线的半周期432dis的形状，但是是在负方向上。在第二导通间隔ton2期间，正放电电流流出链路电容器ca2并且去往第二端子112(vout)。波形440示出了流入链路电容器cb2的电流ib2。正电流ib2在第二导通间隔ton2期间流入链路电容器cb2(对链路电容器cb2充电)并且在第一导通间隔ton1期间从链路电容器cb2流出(使链路电容器cb2放电)。来自图3b的电力回路321和来自图3a的电力回路311分别对应于对链路电容器cb2的充电(442chg)和放电(441dis)。链路电容器ca2、cb2中的每个的放电间隔(例如，431dis、432dis)为scc100提供了输出电流iout，如输出电流波形450所示。例如，被表示为441dis的第一导通间隔ton1期间的放电电流ib2直接流至第二端子112(输出端)，这导致半周期正弦曲线形状的输出电流451。类似地，表示为442dis的第二导通间隔ton2期间的放电电流ia2流至第二端子112，以产生所示的输出电流452。由于放电间隔(441dis、442dis等)以这种方式交替，因此除了小的死区时间间隔之外，电流被连续地提供给输出端。对于没有如本文所述的交错式半桥的scc，通常仅在每个开关周期的大约半个周期内向输出端提供电流。本文描述的电路和技术提供了若干优点。对于给定的开关频率fsw，由于在每个开关周期tsw的大部分中都提供电流，因此可以减小对输出电压vout进行滤波的大容量电容器。链路电容器的大小可以小于其他scc电路中的对应链路电容器，因为在本文描述的电路和技术的(具有开关时段tsw的)每个开关周期期间需要传输较小的能量包(电荷)。具有交错式半桥的三级scc的电力回路图10示出了与类似于图3a中的scc300-1的scc的第一导通间隔ton1对应但是具有三个开关级而不是两个开关级的电力回路。由于图10所示的scc1000的电路和电力回路类似于关于图3a描述的scc300-1的电路和电力回路，因此以下仅详细描述那些不同的方面。图10中的scc1000包括第三开关级143，其被配置成与前述第一开关级141和第二开关级142大致相同。该第三开关级143耦接至用作输入端的第一端子110。由第三开关级143提供到第二开关级142的输入vp2。图10示出了三个电力回路311、313、314。这些电力回路对应于第一导通间隔ton1，在第一导通间隔ton1中，第一半桥的高侧开关q3a_hs、q2a_hs、q1a_hs和第二半桥的低侧开关q3a_ls、q2a_ls、q1a_ls被设定成导通。未示出与第二导通ton2对应的电力回路。电力回路311与图3a所示的电力回路大致相同。与图3a中的电力回路312相同的是，图10中的电力回路313对链路电容器ca2充电。与图3a中的电力回路312不同的是，用于对链路电容器ca2充电的电流ia2来自于链路电容器cb3的放电(通过-ib3)。(图3a中的电力回路312从用作scc输入端的第一端子110对链路电容器ca2充电)。电力回路314从用作至scc1000的输入的第一端子110对链路电容器ca3充电。注意，在第一导通间隔ton1和第二导通间隔ton2的每个导通间隔内流入和流出每个开关级的电流之和为零或基本为零。以图10中的第二开关级142为代表，在第一导通间隔ton1期间，流入该级的电流(即，从第三开关级143流至vp2的电流(-ib3))与流出该级的电流(即，从vn2流至第三开关级143的电流(-ib2))相同。这个为零的净电流意味着开关级不需要诸如作为图1中的c2被连接的电容器那样的、能够存储大量电荷(能量)的大电容器。如前文所述，这意味着如图1所示的开关电容器c2可以具有非常小的电容或者可以被完全去除。这代表了相对于典型scc的显著优点，典型scc需要包括这样的电容器或类似功能的飞跨电容器以在每个导通间隔(大约一半的开关周期)内存储大量电荷(能量)。输出电容器(例如，连接至第二端子112的电容器)可能仍然是使输出电压平滑化所必需的。然而，使用本文描述的技术，由于在整个开关周期的大部分中都向输出端供应电流，因此这种输出电容器的电容也可以显著减小。降压和升压电压转换以上针对操作scc100以降低在输入端处提供的电压的场景描述了scc100。用于scc100的电路及其变型也可用于升高电压。与降压模式相比，对于升压模式下的工作，开关控制是基本相同或相似的，即，不需要针对scc100的升压操作来改变控制器120。在升压模式下工作时，第一端子110(具有相关联的高电压)用作来自scc100的输出端，而第二端子112(具有相关联的低电压)用作输入端。图5a和图5b示出了降压工作模式与升压工作模式之间的区别。这些图中所示的scc与图1中的scc100类似，但是为了便于说明，在图5a和图5b中未示出scc100的若干部件，例如控制器、开关驱动器。图5a示出了包括与图1所示的scc类似的scc的2：1降压电压转换系统500-1。第一端子110耦接至提供输入电压vin的输入电源116。第二端子112将输出电压vout供应给负载118。电力从第一端子110(输入端)被传输经过开关级142、141并且去往第二端子112(输出端)。输入电压vin被降低2倍以提供输出电压vout。正电流iin从电源116流至第二开关级142，并且正电流iout从第二端子112流至负载118和在该工作模式下用作输出电容器的大容量电容器cbulk2。图5b示出了1：2升压电压转换系统500-2。系统500-2内的scc的电路与图5a所示的系统500-1内的scc的电路相同，但是交换了第一端子110和第二端子112的功能。第二端子112耦接至提供输入电压vin的输入电源116。第一端子110将输出电压vout供应给负载118。电力从第二端子112(输入端)被传输经过开关级142、141并且去往第一端子110(输出端)。输入电压vin被升高2倍以提供输出电压vout。正电流iin从电源116和第二端子112流至开关级141、142，并且正电流iout从第一端子110流至负载118和在该工作模式下用作输出电容器的大容量电容器cbulk0。在电压转换系统500-2的开关级141、142内，电力回路将与图3a和图3b所示的电力回路相同，但是对于该升压工作模式，电流方向是相反的。负载(例如，负载118)与电源(例如，源116)之间的区别不一定是永久的。例如，电池在放电时作为电源工作，而在被充电时作为负载工作。类似地，不需要将系统500-1、500-2内的scc专门用作升压转换器或降压转换器；同一转换器可以在升压模式与降压模式之间交替工作，即，可以是双向的。负载相关的pwm生成如前所述并且如图4中的开关控制信号vpwm1、vpwm2波形410、420所示，scc100内的开关几乎总是导通。特别地，一些开关被设置为在第一导通间隔ton1期间导通，而其他开关被设置为在第二导通间隔ton2期间导通。仅在死区时间间隔dt1、dt2期间没有导通的开关。死区时间间隔dt1、dt2相对可忽略不计，并且通常基本上小于导通间隔ton1、ton2。scc100的开关控制相对简单，部分地因为在scc工作时，第一导通间隔ton1、第一死区时间间隔dt1、第二导通间隔ton2以及第二死区时间间隔的顺序对于每个开关周期(开关时段tsw)是重复的。这与其中开关控制取决于输出电压或电流的测量结果以及使用这种测量结果的闭环控制技术的其他类型的电压转换器(例如调节电压转换器)形成对比。当附接至scc100的负载在scc100的最大功率传输能力和标称功率传输之间汲取电力时，scc以非常高的效率工作。例如，具有500w的最大额定功率的、在250w(最大功率的50％)至500w(最大功率)之间工作的scc可以具有大于99％的功率传输效率。在该工作范围内，相对小的功率损耗(<1％)通常主要由通过scc的开关和其他部件的传导(欧姆)损耗所引起；由开关驱动器和实际开关引起的功率损耗可以忽略不计(zvs和zcs减轻了开关损耗，但并没有消除开关损耗)。然而，以低功率传输时，例如，<最大功率的10％，开关损耗——包括开关驱动器内的功率损耗——是相当大的，并且可能在scc的总功率损耗中占首要地位。这可以通过引入远大于死区时间间隔dt1、dt2的空闲时段来解决，从而较不频繁地切换开关。图6a示出了波形610、620，其中，将空闲时段tidle1插在开关控制信号vpwm1、vpwm2的导通间隔对ton1、ton2之间。有利地，在scc正在向其负载传输相对低功率时使用这种开关控制信号vpwm1、vpwm2。例如，考虑在scc的最大额定功率下工作时满足输出电压纹波要求vmax_ripple＝0.45v的scc和相关联的输出(大容量)电容器(例如，图5a中的cbulk2)。当scc功率传输仅为最大额定功率的25％时，开关控制信号vpwm1、vpwm2的连续脉冲产生比必要的低得多的电压纹波。控制器120可以代替地在所生成的开关控制信号vpwm1、vpwm2的导通间隔之间引入空闲间隔，例如所示出的tidle1间隔，并且仍然满足scc的电压纹波要求。更具体地，控制器120可以如图5a所示测量输出电压和/或电流，例如vout和/或iout，并且基于测量结果来确定功率负载因子。然后，可以使用功率负载因子来确定是否应插入空闲间隔tidle1，并且如果是，则确定空闲间隔应多长。如图6a所示，空闲间隔tidle1为三个开关周期长，即tidle1＝3×tsw。虽然空闲间隔tidle1不需要是切换周期tsw的倍数，但这代表优选的实施方式。其他实施方式可以在没有这种要求的情况下确定空闲间隔tidle1，但是任何空闲间隔tidle1应基本上长于死区时间间隔dt1、dt2，并且通常至少长于一个开关时段tsw。图6a还示出了由上述开关控制得到的输出电压vout的波形630。即使具有插入的空闲间隔tidle1，输出电压vout也仍被约束在所需的电压纹波vmax_ripple＝0.45v内。在第一导通间隔ton1的开始632处，由scc100提供的输出电流iout导致输出电压vout的增加。在第一导通间隔ton1与第二导通间隔ton2之间的死区时间dt1期间出现电压增大中的较小的毛刺(glitch)634。随后，电压vout继续增加，直到电压达到最大值vmax。在空闲间隔tidle1期间，电压vout逐渐减小，直到电压达到最小值vmin。图6b示出了与插入空闲间隔tidle2的替选技术相对应的波形610、640、650。在该技术中，空闲间隔tidle2被插在第一导通间隔ton1与第二导通间隔ton2之间、第二导通间隔ton2与下一第一导通间隔ton1之间等。如图所示，提供至输出端的电流iout展开得更均匀，从而减少电压纹波vripple。如图所示，空闲间隔tidle2是开关周期tsw的150％，但是空闲间隔tidle2的长度不因此受约束，而是如上文所说明的，应当基于在scc输出端处测量的电压vout和/或电流iout来被确定。注意，对于给定功率负载因子，在空闲间隔tidle2长度与所得到的电压纹波vripple之间存在折衷。所示的空闲间隔tidle2长度可以增加至约3×tsw，同时仍然满足所描述的电压纹波要求vmax_ripple＝0.45v。与图6b中所示的情况相比，这种空闲间隔tidle2长度增加将使开关损耗减少。如上文所述，通过在导通间隔之间引入空闲间隔，对于scc100具有轻负载的场景，可以减少开关损耗(包括开关驱动损耗)。优选地，在引入空闲间隔的轻负载场景期间使用的第一导通间隔ton1和第二导通间隔ton2与在正常工作期间使用的第一导通间隔ton1和第二导通间隔ton2相同。这使得在正常工作期间实现的zcs在轻负载工作期间也能实现。开关级之间的磁功率传输先前描述的实施方式聚焦于在开关级和链路电容器之中电气地(电流地)传输电力的scc。图7示出了类似于图1的scc100但是使用磁耦合元件792、791在开关级142、141之间磁性地传输电力的scc的实施方式。磁功率传输补充而不是代替前面描述的电功率传输。通过磁性地传输一部分功率，降低了电功率传输要求，这可以降低链路电容器的能量存储要求以及这些电容器的电容/尺寸。图7示出了以降压模式工作的scc系统700。这种工作类似于关于图5a的scc系统500-1所描述的工作。scc系统700内的scc也可以使用与关于图5b的scc系统500-2描述的技术类似的技术、以升压模式工作。为了便于描述，下面仅考虑降压工作模式。图7中的scc包括耦接至第一开关级141的a相开关节点p1a和b相开关节点p1b的第一绕组791，以及耦接至第二开关级142的相应开关节点p2a、p2b的第二绕组792。绕组791、792是变压器790的一部分，变压器790还包括芯798。在第一导通间隔ton1期间，如前所述，电流iin从电源116流至a相开关节点p2a。该输入电流被分成对链接电容器ca2充电的部分ia2和流至第二绕组792的部分iw2。流过第二绕组792的(正)电流iw2感应出从第一绕组791流出的电流iw1。该电流iw1流至a相开关节点p1a，a相开关节点p1a将电流iw1传递至输出端，在输出端电流iw1对输出电流iout有贡献。参照图3a的电力回路，来自第一绕组791的电流iw1对开关节点p1a处的电力回路312(电流)有贡献。该额外的电流贡献iw1有效地减小了在第一导通间隔ton1期间——其对应于电容器cb2的放电周期——必须由链路电容器cb2提供的电流(例如，如图3a所示的-ib2)。在第二导通间隔ton2期间，绕组792、791类似地将功率从第二开关级142磁性地传输至第一开关级141。然而，正(绕组)电流从第二开关级的b相开关节点p2b流至第二绕组792，正电流从第一绕组791流至第一开关级141的b相开关节点p1b。来自第一绕组791的磁感应电流流过开关q1b_hs，并且对输出电流iout有贡献。参照图3b的电力回路，来自第一绕组791的该电流对开关节点pb1处的电力回路322(电流)有贡献，并且减小了在第二导通间隔ton2期间必须通过链路电容器ca2的放电提供的电流(例如，如图3b所示的-ia2)。如上所述，第一开关级141内的磁感应电流对在链路电容器ca2、cb2的放电期间提供的输出电流iout有贡献。对于scc的给定功率传输要求，这降低了链路电容器的能量存储要求，这意味着相对于如上所述不使用磁功率传输的scc，可以减小链路电容器的电容和相关联的尺寸。图示的scc系统700未示出与链路电容器串联的电感，如先前描述的实施方式中所提供的。绕组791、792具有相关联的磁化和漏电感，其有效地代替或补充了先前电路中包括的电感。绕组磁化和漏电感与寄生电感和可选的电感器部件相结合，可以与链路电容器组合以形成谐振回路，从而如前所述导致zcs。电压转换因子和多输出先前描述的实施方式聚焦于具有2：1的降压比或1：2的升压比的scc。然而，根据本发明技术的scc不限于这些转换因子，因为这样的scc通常可以支持n：m的降压和升压比，其中，m和n为正整数并且两者都不一定是1。例如，5：3降压转换器、2：3升压转换器等可以使用本文所描述的技术。另外，尽管以上scc描述仅参考用于为输入电压源和外部负载提供外部电接触的第一端子和第二端子，但是使用本文技术的scc可以具有附加的外部端子。采用n：m降压和升压比的scc的实施方式以及具有多于两个外部端子的实施方式在图8a和图8b中被示出，并在下面进行描述。为了便于说明，与先前描述的相同的电路(例如，控制器、驱动器)可以不在图8a和图8b中重复。图8a示出了具有四个开关级141、142、143、144并且以降压模式工作的scc800-1。在该模式下，第一端子110用于耦接至提供输入电压vin的输入电源(未示出)，以及第二端子112用于向负载(未示出)提供输出电压vout1_4。在第二端子112处提供的电压vout1_4相对于输入电压vin降低四倍，即，scc800-1操作为4：1降压转换器。除了第二端子112以外，第三端子113还接通(tap)第四开关级144和第三开关级143之间的电压。该第三端子113可以以相对于输入电压vin按照4：3降压的输出电压vout3_4向另一负载(未示出)供电。考虑第一端子110耦接至48v电源的示例场景，第三端子113将输出可以向负载供应的36v的电压，并且第二端子112将输出可以向另一负载供应的12v的电压。图8b示出了具有与图8a的scc800-1类似或相同的电路但是以升压模式工作的scc800-2。在该模式下，第二端子112用于耦接至提供输入电压vin的输入电源(未示出)。第一端子110和第三端子113用于连接至scc800-2的负载(未示出)，并且分别提供相对于输入电压vin按照4和3升压的输出电压vout4_1、vout3_1。链路电容器cb2、cb3、cb4、ca2、ca3、ca4具有变化的电容，以针对电感lb2、lb3、lb4、la2、la3、la4提供期望的谐振fres。该实施方式中的电感是寄生电感。例如，电感la4表示用于将链路电容器ca4连接至第四开关级144和连接至第一开关级141的布线/迹线的寄生电感以及电容器ca4和电流ia4流过的相关开关或其他电路部件的任何寄生电感之和。在典型的电路中，第一开关级141将在物理上靠近第二开关级142，第三开关级143将稍微远离，并且第四开关级144将更远。经由链路电容器ca4连接开关节点p4a和p1a的布线/迹线将更长并且具有比其他连接布线/迹线更大的寄生布线/迹线电感。总之，寄生电感la4>la3>la2。如图所示，la4＝4.5nh，la3＝3nh，以及la2＝2.5nh。对于该示例，b相开关节点之间的连接的电感是相同的，即，lb4＝4.5nh，lb3＝3nh，以及lb2＝2.5nh。由于电感变化，链路电容器cb2、cb3、cb4、ca2、ca3、ca4的公共电容将导致具有不同的谐振频率的lc谐振回路。当使用公共开关频率fsw来控制scc800-1内的开关时，不同的谐振频率将导致scc800-1丧失其zcs(或接近zcs)特性，并且丧失与zcs相关联的低功率损耗。为了解决该潜在问题，电容被确定成使得每个连接的电感和电容产生接近scc800-1的开关频率fsw的谐振频率fres。对于图8a和图8b的电路800-1、800-2，表1中提供了所得到的电容。注意，可以根据来计算谐振频率。电感链路电容谐振频率la2＝2.5nhca2＝45μffa2＝475hzla3＝3.0nhca3＝40μffa3＝459hzla4＝4.5nhca4＝30μffa4＝433hz表1：开关级连接的电感和电容上述电容选自标准电容值，并且不产生彼此相同的谐振频率。对于约450khz的开关频率fsw，每个lc谐振回路的谐振频率相当接近，这意味着可以达到接近zcs。对于图示的scc800-1，来自第一开关级141和第二开关级142的开关节点两端的电压预期为12v，而第一开关级141和第三开关级143两端的相应电压预期为24v等。因此，电容器的额定电压可以如图8a所示变化，即，链路电容器ca2、ca3、ca4的额定电压分别为12v、24v和36v。对于给定技术(材料)，电容器的物理尺寸由其电容和其额定电压确定。通过降低高电容电容器的额定电压，链路电容器ca2、ca3、ca4可以具有更小的物理尺寸，这可以提供布局优势。每个开关级内的附加半桥上面将开关级描述为具有并联连接的两个半桥。在每个开关级内可以包括附加的半桥。在一个实施方式中，以与先前描述的a相和b相半桥相同的方式控制这些附加半桥。附加半桥可以用于增加通过开关级的电流容量(功率容量)，或者可以减少通过开关级的欧姆传导损耗。在开关级内使用附加并联半桥的优选实施方式中，控制器120被修改成生成用于驱动c相和d相半桥内的开关的第三开关控制信号和第四开关控制信号。第三开关控制信号和第四开关控制信号是第一开关控制信号和第二开关控制信号的延迟版本。第三开关控制信号和第四开关控制信号包括第三导通间隔和第四导通间隔。第三导电间隔将与第一导通间隔和第二导通间隔部分交叠，并且第四导电间隔将与第一导通间隔和第二导电间隔部分交叠。然而，第三导通间隔和第四传导间隔彼此不交叠。通过错开附加半桥的开关定时，可以使输出电流iout比在依赖于具有两个半桥的开关级的电路拓扑中时更平滑。使用交错式半桥进行电压转换的方法图9示出了用于将在电压转换器的第一端子处提供的输入电压转换为在第二端子处提供的输出电压的方法900。该方法可以在开关电容转换器(scc)(例如图1中所示的scc100)内实现。该方法900的电压转换技术利用半桥的交错控制来通过scc传输电力。方法900开始于导通每个开关级的a相半桥内的高侧(hs)开关和每个开关级的b相半桥内的低侧(ls)开关的步骤910。在第一导通间隔ton1内保持该状态，在此期间，第一链路电容器ca2充电并且第二链路电容器cb2放电。放电的cb2将电流iout供应至scc的输出端。然后关断开关912，并且在死区时间间隔dt1内保持开关关断914。在可选步骤916中，可以测量scc负载功率汲取，并且如果该功率低，则可以在附加空闲间隔内保持开关关断，该附加空闲间隔基于所汲取的功率(例如，输出电流iout)。方法900继续导通每个开关级内的相对开关(即导通950每个开关级的b相半桥内的高侧(hs)开关和每个开关级的a相半桥内的低侧(ls)开关。在第二导通间隔ton2内保持该状态，在此期间，第一链路电容器ca2放电并且第二链路电容器cb2充电。放电的ca2将电流iout供应至scc的输出端。然后关断952开关，并且在死区时间间隔dt2内保持开关关断954。在可选步骤956中，可以在附加空闲间隔内保持开关关断，该附加空闲间隔基于所测量的负载的汲取功率(例如，输出电流iout)。在scc工作时，无限地重复从步骤910开始的上述步骤。如本文所使用的，术语“具有”、“含有”、“包括”、“包含”等是开放式术语，其指示所述元素或特征的存在，但不排除其他元素或特征。除非上下文另有明确说明，否则单数形式旨在包括复数以及单数。应理解，除非另有特别说明，否则本文所述的各种实施方式的特征可以彼此组合。尽管本文已说明和描述了特定实施方式，但所属领域的技术人员将了解，在不脱离本发明的范围的情况下，可替代所示出和描述的特定实施方式的各种替选和/或等效实现方式。本申请旨在涵盖本文所讨论的特定实施方式的任何适应性修改或变化。因此，本发明旨在仅由权利要求及其等同物限制。当前第1页12