零电压切换的混合开关电容器转换器的制作方法

该文件涉及集成电路，尤其涉及从输入电压提供调节电压的功率转换器电路。

背景技术：

电子系统可包括需要稳压电源的设备。开关功率转换器电路可用于向负载提供经调节的电压。然而，电负载的功率水平继续增加。随着所需功率水平的增加，开关损耗会显着降低功率转换器电路的效率。

发明概述

该文件一般涉及功率转换器电路及其操作方法。在某些方面，电压转换器电路包括电荷泵电路、开关转换器电路和控制电路。电荷泵电路包括串联连接的多开关电路。开关转换器电路包括耦合到所述电压转换器电路的输出节点的第一电感器和耦合到所述多开关电路的串联连接的第二电感器。控制电路被配置为控制所述多开关电路的激活以在输出节点处产生经调节的电压，并且当开关电路的漏极-源极电压为零伏时激活所述多开关电路中的每一个。

在某些方面，一种操作电压转换器电路的方法包括：使用电压转换器电路的电荷泵电路提供的能量为所述电压转换器电路的开关转换器电路的第一电感器和所述电压转换器电路的第二电感器充电，所述电荷泵电路包括串联连接的多开关电路；和以规定的顺序激活所述多开关电路，以在所述电压转换器电路的输出节点处产生调节的电压，其中当开关电路的漏极-源极电压为零伏时，每个多开关电路被激活。

在某些方面，供电电路包括电荷泵电路、降压开关转换器电路和控制电路。电荷泵电路包括串联连接的多开关电路。降压开关转换器电路包括耦合到供电电路的输出节点的第一电感器；和第二电感器，耦合到所述多开关电路的串联连接。控制电路根据占空比控制多开关电路的激活以在输出节点处产生调节的电压，并且当开关电路的漏极-源极电压为零伏时激活所述多开关电路中的每一个。

该部分旨在提供本专利申请的主旨的概述。其目的不是提供对本发明的排他性或详尽的解释。包括详细描述以提供关于本专利申请的进一步信息。

附图简述

在不一定按比例绘制的附图中，相同的数字可以描述不同视图中的类似组件。具有不同字母后缀的相同数字可表示类似组件的不同实例。附图通过示例而非通过限制的方式示出了本文件中讨论的各种实施例。

图1A是一方面的二分电荷泵电路的一部分的示例。

图1B是一方面的降压转换器电路的一部分的示例。

图2是一方面的混合开关电容变换器电路的一部分的例子。

图3A是与场效应晶体管的硬切换相关的波形的图示。

图3B是在一个方面中与场效应晶体管的零电压切换相关的波形的图示。

图4是一个方面的零电压开关混合开关电容器电压转换器电路的示例的电路图。

图5是在一个方面中操作电压转换器电路的方法的流程图。

图6是在一个方面中用于激活具有零电压开关的开关电路的示例波形的时序图。

图7A-7E示出了当用方面的图6的信号波形激活时电压转换器电路的操作。

图8-12示出了根据一些方面的混合开关电容器电压转换器电路的附加示例。

发明详述

功率转换器电路可用于提供调节电压，该调节电压是电子系统的电路电源。一些功率转换器电路是开关功率转换器电路，其将输入电压转换为经调节的输出电压。随着电负载的功率水平持续增加，电子系统的系统设计者倾向于降低来自更高电压总线的操作或供电电压。对于降压或降压功率转换器，经调节的电压转换可提供低于功率转换器电路的输入电压的经调节的输出电压。然而，将高总线电压转换为较低输出电压会导致高开关损耗。为了保持合理的转换效率，转换器通常以低开关频率工作。然而，以低频操作的转换器通常具有庞大的磁性部件(例如，大的电感器)和缓慢的瞬态响应。

图1A是二分电荷泵电路的一部分的示例。在操作中，使用栅极连接G1-G4成对激活开关Q1-Q4。开关是n型场效应晶体管(NFET)。同时激活开关Q1和Q3以及停用开关Q2和Q4对VIN串联的飞跨电容器(CFLY)和中点电容器(CMID)充电。电路输出端的电压从输入端的电压降低两倍，或VOUT＝VIN/2。一起激活开关Q2和Q4以及去激活开关Q1和Q3并联排列CFLY和CMID并驱动输出。图1B是包括磁体组件的降压转换器电路的部分的示例-电感器L。

图2是用于高压输入降压转换的混合开关电容器转换器电路的部分的示例。混合转换器是图1A的电荷泵和图1B的降压转换器的组合。开关Q3和Q4、电感器以及图2的虚线内的电容器包括降压转换器。降压转换器由VIN/2而非VIN供电。降压转换器中的开关损耗是电源平方的函数。通过降低电源电压，开关损耗显着降低。分压电压还允许减小电感器的尺寸并允许增加转换器的开关频率。

如果在电路操作中使用开关的零电压开关(ZVS)动作，则可以进一步提高混合变换器电路的效率。在ZVS中，FET在其漏极-源极电压(VDS)接近零伏特之前不被激活。ZVS有时被称为软开关，并且开关转换器的典型操作涉及硬开关。

图3A是与FET的硬开关相关的波形的图示。波形显示栅极-源极电压(VGS)在FET的VDS高时施加。波形还显示在VGS施加到FET以激活栅极后，漏极-源极电流(IDS)首先斜升至其直流(DC)值，然后FET的VDS开始下降。FET的重叠IDS和VDS有助于包括混合转换器电路的转换器电路的开关损耗。图3B是与FET的ZVS相关联的波形的图示。波形显示，在FET的VDS接近零之前，不应用VGS来激活FET。这最小化了FET的VDS和IDS的重叠。

通常为了降低传导损耗，FET的导通电阻(RDSON)选择尽可能小，但这是以增加开关损耗为代价的。通过ZVS切换，可以消除导通损耗和开关损耗之间的折衷。此外，由于开关损耗是频率的函数，通过ZVS最小化开关损耗允许转换器以更高的频率切换，同时保持良好的效率；进一步减小了磁性元件的尺寸。

在图2的混合转换器电路中，可以设计电路使得FET Q1和Q3同时导通。然而，Q1和Q3的VDS在接通时将接近VIN/2，并且在电路工作期间它们将被硬切换。

图4是零电压开关混合开关电容器电压转换器电路的示例的电路图。混合转换器电路400包括电荷泵电路和开关转换器电路。电荷泵电路可能有二分电路拓扑。电荷泵电路包括在VIN和电路接地之间串联连接的四个开关电路(Q1-Q4)，并包括电容器CFLY和CMID。在图4的示例中，开关电路是NFET。NFET的体二极管也在图4中示出。开关转换器电路包括开关电路Q3和Q4、输出电容器CO、电感器LS和辅助电感器LAUX。电感器LS耦合到电压转换器电路的输出节点。电感器LAUX耦合到电路节点SW2，电路节点SW2是开关Q2和Q3与CMID之间的串联连接。混合转换器电路400还包括控制电路405，其控制多开关电路的激活。在某些方面，控制单元可包括跨越FET的漏极和源极的可编程延迟电路和零电压比较器电路中的一个或两个，以控制开关Q1-Q4导通的时序。

图5是操作图4的电压转换器电路示例的方法的流程图。在505处，使用由电荷泵电路提供的能量对开关转换器电路的电感器LS和电感器LAUX充电。在510处，开关电路Q1-Q4由控制电路405激活，以在输出节点处产生经调节的电压。当开关电路的漏极-源极电压为零伏时，即每个开关用ZVS激活时，每个开关电路Q1-Q4被激活。

图6是用于激活具有ZVS的开关电路Q1-Q4的示例波形的时序图。可以使用包括在控制单元450中的电路来实现波形。控制电路控制Q1和Q3作为一对激活或“接通”并且将Q2和Q4一起控制为一对，尽管开关对的开关之间的导通时间的上升沿存在差异。Q2、Q4开关对是Q1、Q3开关对的互补开关，Q1、Q3的导通时间与Q2、Q4的导通时间不重叠。Q1、Q3接通时间和开关周期的占空比决定了输出电压VO。控制电路405可以使用输出电压的反馈来改变占空比以产生经调节的输出电压。

图7A-7E示出了当用图6的信号波形激活时电压转换器电路的操作。图7A示出了图6中的时间t0之前的操作。如图6所示，在时间t0之前，如VGS(Q2)和VGS(Q4)为高，Q2和Q4导通。飞跨电容器CFLY通过开关Q2和Q4并联连接到中点电容器CMID。在这两个电容器之间存在电荷再分配，导致电流沿箭头所示的方向以虚线流过LAUX。当电流流过电感器LAUX时，存储能量。流过电感器LS的电流用实线箭头表示。在此期间，Q3的漏极和源极(CDS)两端的寄生电容两端的电压使得Q3的漏极电压高于Q3的源极电压，大约为VIN/2。

图7B示出了电压转换器电路在图6中从时间t0到时间t1的操作。在时间t0，开关Q2和Q4由控制电路断开。存储在LAUX中的能量现在将被释放并且电流将继续沿相同方向流动(由图7B中的虚线箭头示出)但是由于Q2和Q4关闭，电流将流过开关Q3和Q4的体二极管以完成路径。在电流流过Q3的体二极管的情况下，Q3的寄生电容CDS将被放电，并且如图6所示，Q3处的漏极-源极电压(VDS(Q3))将朝零减小。然后在时间t1接通开关Q3。因为当Q3导通时VDS(Q3)为零或接近零，所以有效地实现了Q3的软切换。

图7C示出了电压转换器电路从图6中的时间t1到时间t2的操作。从t1开始，开关Q3中的电流增加。标记为SW3的电路节点仍然是低于地的二极管电压，直到Q3中的电流高于流向电感器LS的电流ILS。一旦Q3电流超过ILS，额外的电流将充电开关Q4的输出电容，同时放电Q1的寄生电容CDS。在此期间，能量再次存储在电感器LAUX中。在t2处，标记为SW2的电路节点被充电至约VIN/2，而VDS(Q1)为零伏。在时间t2，然后Q1接通。因为当Q1导通时VDS(Q1)为零电压，所以有效地实现了Q1的软开关。

图7D示出了电压转换器电路从图6中的时间t2到时间t3的操作。如图7D所示，开关Q1和Q3接通，并且开关Q2和Q4从时间t2到时间t3断开。LAUX(ILAUX)中的电流从CMID流到电路节点SW2。Q2的寄生电容CDS将在电路节点SW1处具有大于电路节点SW2的电压。

图7E示出了电压转换器电路从图6中的时间t3到时间t4的操作。在时间t3，Q1和Q3断开。存储在LAUX中的能量现在被释放，电流ILAUX流过Q2的体二极管并释放Q2的CDS。此时，电感器电流ILS通过开关Q4的体二极管续流。如图7E所示，当开关Q2在时刻t4导通时，VDS(Q2)为零伏。当开关Q4在时间t4接通时，VDS(Q4)也是零伏。因此，有效地实现了Q2和Q4的软切换。图6中的时间t5是下一个切换周期的开始。因此，图4的电路的所有开关都以ZVS操作，并且通过降低开关损耗来提高效率。

这里先前描述的概念可以扩展到其他电路实现。在图4中，辅助电感器LAUX耦合到中点电容器CMID和标记为SW2的电路节点，SW2是开关Q2和Q3之间的串联连接。图8和9示出了混合开关电容器电压转换器电路的另外的例子。在图8中，LAUX耦合到电路节点SW2并且耦合到中点电容器CMID1和CMID2的中点连接。当开关Q1和Q3在图8中有效时，电容器CMID2将与电容器CFLY和CMID1并联。在图9中，LAUX耦合到电路节点SW2和中点电容器CMID2。当开关Q1和Q3在图9中有效时，电容器CFLY和CMID2并联。

图10是混合开关电容器电压转换器电路的另一个例子。在该示例中，辅助电感器LAUX耦合到电荷泵电路的飞跨电容器CFLY。辅助电感器还耦合到电路节点SW3，电路节点SW3是开关Q3和Q4之间的串联连接。当开关Q2和Q4接通时，飞跨电容器CFLY通过Q2对中点电容器CMID充电。当开关Q2断开时，从CFLY流向电路节点SW1的辅助电感器ILAUX的电流从开关Q2换到开关Q1的体二极管。对于Q1的ZVS，当VDS(Q1)降至零伏时，开关Q1可以导通。在Q1导通之后，流向电路节点SW3的电流ILAUX将增加，然后将Q4的输出电容充电至VMID。当VDS(Q3)降至Q3的ZVS的零伏特时，开关Q3接通。

图11类似于图10，除了电路节点SW2耦合到中点电容器CMID1和CMID2的中点连接。图12类似于图10，除了中点电容器CMID2耦合到VIN而不是电路接地。这里描述的电路和方法提供了用于混合开关电容器电压转换器电路的所有开关的ZVS的控制方案。ZVS控制方案可最大限度地降低开关损耗，并允许更小的磁性元件和更快的响应时间。

其他描述和方面

方面1可包括主旨，例如电压转换器，包括电荷泵电路、开关转换器电路和控制电路。电荷泵电路包括串联连接的多开关电路。开关转换器电路包括耦合到电压转换器电路的输出节点的第一电感器和耦合到多开关电路的串联连接的第二电感器。控制电路被配置为控制所述多开关电路的激活以在输出节点处产生经调节的电压，并且当开关电路的漏极-源极电压为零伏时激活所述多开关电路中的每一个。

在方面2中，方面1的主旨可任选地包括：电荷泵电路，包括二分电路拓扑，并且第二电感器耦合到电荷泵电路的中点电容器。

在方面3中，方面2的主旨可任选地包括串联连接在输入电压节点和电路接地节点之间的四个开关电路，并且所述第二电感器连接到所述中点电容器和在串联连接的四个开关电路的第二开关电路和第三开关电路之间的串联连接。

在方面4中，方面1的主旨可任选地包括：第二电感器耦合到电荷泵电路的飞跨电容器。

在方面5中，方面4的主旨可任选地包括串联连接的四个开关电路，包括耦合到输入电压节点的第一开关电路和耦合到电路接地节点的第四开关电路，并且所述第二电感器连接到串联连接的四个开关电路的第三开关电路和第四开关电路之间的串联连接。

在方面6中，方面1-5的一项或任意组合的主旨任选地包括串联连接的四个开关电路，包括连接到输入电压节点的第一开关电路和连接到电路接地节点的第四开关电路，和其中所述控制电路被配置为控制所述第一开关电路和第三开关电路激活作为一对并且控制第二开关电路和第四开关电路激活作为一对，其中所述第一和第三开关电路的关闭时间与所述第二和第四开关电路的接通时间不重叠。

在方面7中，方面6的主旨任选地包括：在所述第二和第四开关电路断开并且第三开关电路的漏极-源极电压为零伏之后接通所述第三开关电路，并且在所述第三开关电路接通之后接通所述第一开关电路。

在方面8中，方面6的主旨任选地包括：在所述第一开关电路和所述第三开关电路断开并且所述第四开关电路的漏极-源极电压为零伏之后接通所述第四开关电路，并且在所述第四开关电路接通之后接通所述第二开关电路。

方面9可以包括主旨(诸如包括动作的方法，或包括指令的计算机可读存储介质，当由电源管理单元的电路(例如处理器)执行时，使得电源管理单元执行动作)，或者可以任选地与方面1-8的一个或任何组合组合以包括这样的主旨，包括：使用电压转换器电路的电荷泵电路提供的能量为所述电压转换器电路的开关转换器电路的第一电感器和所述电压转换器电路的第二电感器充电，所述电荷泵电路包括串联连接的多开关电路；和以规定的顺序激活所述多开关电路，以在所述电压转换器电路的输出节点处产生调节的电压，其中当开关电路的漏极-源极电压为零伏时，每个多开关电路被激活。

在方面10中，方面9的主旨任选地包括：所述多开关电路包括串联连接的四个开关电路，包括连接到输入电压节点的第一开关电路和连接到电路接地节点的第四开关电路，和其中以规定的顺序激活多开关电路以在输出节点处产生调节的电压包括使所述第一开关电路和所述第三开关电路一起激活并且使所述第二开关电路和所述第四开关电路一起激活，以在所述输出节点处产生调节的电压，其中所述第一和第三开关电路的关闭时间与所述第二和第四开关电路的接通时间不重叠。

在方面11中，方面10的主旨任选地包括：以规定的顺序激活多开关电路包括在所述第二和第四开关电路断开并且所述第三开关电路的漏极-源极电压为零伏之后激活所述第三开关电路；和在所述第三开关电路被激活后激活所述第一开关电路。

在方面12中，方面11的主旨任选地包括：在所述第二和第四开关电路断开并且所述第三开关电路的漏极-源极电压为零伏时激活所述第三开关电路包括在所述第二和第四开关电路断开之后放电，以在所述第三开关导通之前将所述第三开关电路的漏极-源极电压降至零伏。

在方面13中，方面11的主旨任选地包括：以规定的顺序激活多开关电路包括激活所述第三开关以在接通所述第一开关之前将所述第一开关电路的漏极-源极电压降至零伏。

在方面14中，方面10的主旨任选地包括：以规定的顺序激活多开关电路包括在所述第一开关电路和所述第三开关电路断开并且所述第四开关电路的漏极-源极电压为零伏之后激活所述第四开关电路；和在所述第四开关电路被激活之后激活所述第二开关电路。

在方面15中，方面14的主旨任选地包括：在所述第一和第三开关电路断开并且所述第四开关电路的漏极-源极电压为零伏之后激活所述第四开关电路包括在所述第一和第三开关电路断开之后放电以在所述第四开关导通之前将所述第四开关电路的漏极-源极电压降至零伏。

在方面16中，方面14和15中一项或两项的主旨任选地包括：激活所述第二开关电路包括在所述第一和第三开关电路断开之后使所述第二电感器放电，以在所述第二开关导通之前将所述第二开关电路的漏极-源极电压降至零伏。

在方面17中，方面9-16的一项或任意组合的主旨任选地包括：对第一电感器和第二电感器充电包括使用电荷泵电路对所述第一电感器和所述第二电感器充电，该电荷泵电路将输入电压降低两倍。

方面18可包括主旨(例如供电电路)或可任选地组合方面1-17的一个或任何组合以包括此类主旨，包括：电荷泵电路，包括串联连接的多开关电路；降压开关转换器电路，包括耦合到供电电路的输出节点的第一电感器；和第二电感器，耦合到所述多开关电路的串联连接；和控制电路，被配置为根据占空比控制多开关电路的激活以在输出节点处产生调节的电压，并且当开关电路的漏极-源极电压为零伏时激活所述多开关电路中的每个。

在方面19中，方面18的主旨任选地包括：电荷泵电路是二分电荷泵电路并且包括中点电容器；所述多开关电路包括串联连接在输入电压节点和电路接地节点之间的四个开关电路；和所述第二电感器耦合到所述电荷泵电路的中点电容器和串联连接的四个开关电路的第二开关电路和第三开关电路之间的串联连接。

在方面20中，方面19的主旨任选地包括：所述电荷泵电路还包括飞跨电容器；所述多开关电路包括串联连接的四个开关电路，包括连接到输入电压节点的第一开关电路和连接到电路接地节点的第四开关电路；和所述第二电感器连接到飞跨电容器和串联连接的四个开关电路的第三开关电路和第四开关电路之间的串联连接。

这些非限制性方面可以以任何排列或组合进行组合。以上详细描述包括对附图的参考，附图形成详细描述的一部分。附图通过图示的方式示出了可以实施本发明的具体实施例。这些实施方案在本文中也称为“实施例”或“方面”。本文件中提及的所有出版物、专利和专利文献均通过引用整体并入本文，如同通过引用单独并入一样。如果本文件与通过引用并入的那些文件之间的使用不一致，则所引用的参考文献中的用法应被视为对本文件的使用的补充；对于不可调和的不一致性，以本文档中的用法控制。

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