一种双向全桥三电平DC-DC变换器优化控制方法与流程

本发明涉及电力电子器件控制技术领域。

背景技术：

隔离型双向dc-dc变换器是可以二象限运行且能够实现输入、输出侧电气隔离的dc-dc变换器，它作为电力电子变压器的一个重要组成部分，在智能微网、分布式发电系统以及电力机车牵引系统中被广泛使用。

大功率隔离型双向dc-dc变换器较常用的是双向全桥两电平电路结构，它由两个对称的h桥、中频变压器和两个直流稳压电容构成。这种变换器结构简单，功率密度大，能实现电气隔离且能量可双向流动。但是在这种变换器拓扑中的每个开关管承受的电压是输入电压或者输出电压，因而受开关管耐压等级和器件成本限制，不适合应用于高电压场合。

双向全桥三电平dc-dc变换器由两个对称的全桥三电平电路、中频变压器和四个直流稳压电容组成。它除了具有双向全桥dc-dc变换器的优点外，还具有的一个显著特点是电路中每个开关管的电压应力只有输入电压或输出电压的一半。同时，在工作电流不变的条件下，三电平变换器相比于两电平电路可成倍提高变换器功率等级。

双向全桥三电平dc-dc变换器应用传统移相控制的原理是：电路中原边桥臂中的四只开关管(s11、s12、s17、s18)同时导通，另外四只开关管(s13、s14、s15、s16)与其互补导通；副边桥臂中，四只开关管(s21、s22、s27、s28)同时导通，另外四只开关管(s23、s24、s25、s26)与其互补导通。两个桥臂之间相对称的两只开关管的导通信号之间存在移相角，移相角对应的时间与半个周期的比值为的正负决定传输功率的方向，其大小决定传输功率的大小。移相控制简单易实现，但是没有利用变换器的三电平输出优点。同时，在t0-t’0和t2-t’2两段时间内，vab与il相位相反，说明在这两段时间内本该传到变换器副边的功率回流到了变换器原边，即出现了功率回流现象，而这部分回流的功率就叫做回流功率。在系统运行过程中如果有功率回流存在，为了补足回流的功率，达到指定的传输功率，必然要增加输出电流，从而增大功率器件的电流应力，进而增大开关器件和磁性元件的损耗，降低变换器的效率。鉴于现有技术的以上缺点，有必要对变换器的控制策略进行研究更新。

技术实现要素：

本发明的目的是提供一种双向全桥三电平dc-dc变换器优化控制方法，它能有效地解决双向全桥三电平dc-dc变换器回流功率控制的技术问题。

本发明的目的是通过如下的手段实现的：

一种双向全桥三电平dc-dc变换器控制方法，所述双向全桥三电平dc-dc变换器有三个控制量，分别是原边桥臂中点电压占空比d1、副边桥臂中点电压占空比d2和原、副边桥臂中点电压之间的移相比其控制器包括电压控制模块、优化控制模块和开关信号产生模块；采用的控制策略包括如下步骤：

步骤一、控制器的电压控制模块通过对负载侧电压v2和参考电压v2ref的误差进行反馈控制，得到移相比

步骤二、读入步骤一的结果，查找表模块根据如下规则得到原边桥臂中点电压的占空比d1和副边桥臂中点电压的占空比d2：

当的范围在时，

当的范围在时，

当的范围在时，

步骤三、将步骤一得到的步骤二得到的d1和d2输入开关信号产生模块即产生对应的开关信号，利用所述开关信号控制主电路中开关器件的通断。

与现有技术相比，本发明控制方法可以实现：协调控制d1、d2、在满足负载所需功率的情况下，使变换器回流功率最小，从而减小功率器件的电流应力，进而减小开关器件和磁性元件的通态损耗。同时，在整个传输功率范围内，电路中的所有开关管都能够实现零电压导通，有效减少了功率器件的开关损耗。

附图说明

图1是隔离型双向全桥三电平dc-dc变换器的拓扑结构。

图2是传统移相控制的工作波形图。

图3是双向全桥三电平dc-dc变换器正向传输功率的六种工况。其中，图(a)、(b)、(c)、(d)、(e)、(f)分别表示①、②、③、④、⑤、⑥六种情况的工作波形。

图4是k＝0.3、0.5、0.7、0.9时，d1、d2关于的回流功率最小控制的关系曲线。

图5是传统移相控制的实施框图。

图6是回流功率最小控制方法的实施框图。

图7是开关管导通时间与d1、d2和的关系。

具体实施方式

本发明控制方法的具体执行过程和技术推导如下：

双向全桥单边三电平dc-dc变换器的结构如图1所示，其中s11～s18、s21～s28为开关管，c1～c4为直流稳压电容电容，d1～d8为钳位二极管，l为电感，mft为中频变压器，v1为输入直流电压，v2为输出直流电压。

双向全桥三电平dc-dc变换器每个桥臂的中点电压vab和vcd可以输出正、负、零三个电平。当s11、s12、s17、s18导通，vab为正电平；当s12和s17或s13和s16导通，vab为零电平；当s13、s14、s15、s16导通，vab为负电平。当s21、s22、s27、s28导通，vcd为正电平，当s22和s27或s23和s26导通，vcd为零电平，当s23、s24、s25、s26导通，vcd为负电平。vab的正、负电平在一个开关周期内的作用时间相同，作用时间与半个开关周期的比为d1。vcd的正、负电平在一个开关周期内的作用时间相同，作用时间与半个开关周期的比为d2。电路传输功率受d1、d2和影响，其中为原、副边桥臂中点电压之间的移相角对应的时间与半个开关周期的比值。不仅影响传输功率的大小，的正负还决定传输功率的方向。

双向全桥三电平dc-dc变换器在正向传输功率时，随着d1、d2、取不同的值，电路出现六种工况，六种工况的工作波形如图3(a)～(f)所示。其中三种工况(④、⑤、⑥)在电流为最大值的一段时间内，并不传输功率，增加了电流应力，降低系统效率。因此，只利用剩下的三种工况(①、②、③)。

①、②、③三种工况要能够通过控制d1和d2改变输出端口正负电平的作用时间，需满足在正负电平结束时刻(开关管关断时刻)电流流经开关管，例如图3(a)中要求：il(t2)≥0，il(t3)≤0。开关管导通时，zvs的条件为：开关管导通前，工作电流流经其反并联的二极管，例如，图3(a)中：il(t0)≥0，il(t1)≤0。①、②、③三种工况均可通过控制d1、d2、来满足上述开关关断与导通的要求。

①、②、③三种工况下实现回流功率最小控制时d1、d2、的关系分析如下：

根据图3中①、②、③三种情况的工作波形，计算每种工况下传输功率的表达式：

式中k＝nv2/v1，n为变压器变比，l为电路中的电感，fs为开关频率。

由式(1)、(2)、(3)可知，传输功率是d1、d2、的函数，为了表述简单，用抽象函数表示传输功率关于d1、d2、的函数。

根据图3中①、②、③三种情况的工作波形，计算每种工况下变换器回流功率：变换器回流功率也是关于d1、d2、的函数，为了表述简单，用抽象函数表示变换器回流功率关于d1、d2、的函数。

由式(1)、(2)、(3)可知，传输相同的功率会有多种不同的d1、d2、组合来实现，在所有的组合中总有一种组合使变换器回流功率最小。计算使变换器回流功率最小的d1、d2、组合的步骤如下：

由式(4)得到关于d1、d2、p的关系式：

将式(6)代入式(5)得到变换器回流功率关于d1、d2和p的关系式：

q＝g1(d1,d2,p)(7)

分别对式(7)中的d1、d2求偏导，并求解使偏导为零的d1、d2关于p的关系式，得到：

d1＝h1(p)(8)

d2＝h2(p)(9)

将式(8)、(9)中的p用式(1)代替，并联合求解式(8)、(9)得到d1、d2关于的表达式：

根据式(10)、(11)得到的d1、d2关于的关系式是传输一定功率下所有d1、d2、组合中使变换器回流功率最小的组合。

反向传输功率时，控制方法的分析步骤与上述相同。

根据上述分析步骤，得到从空载到满载整个功率范围内，使变换器回流功率最小的d1、d2关于的关系式，如表1所示。在不同的功率范围内，d1、d2关于的关系式是分段函数，当传输功率大于时，d2＝1，即变换器副边桥臂中点电压为两电平。反向传输功率时，使回流功率最小的d1、d2关于的关系式是关于对称的，如图5所示。

表1d1、d2关于的关系式

根据发明内容部分提供的控制方法分析步骤以及由表1提供的满足控制目标的d1、d2关于的表达式，图4给出了当k＝0.3、0.5、0.7、0.9时，d1、d2关于的控制曲线。控制器实现本专利提出的优化控制方法的具体实施方式如图7所示：

a)、控制器的电压控制模块通过对负载侧电压(v2)和参考电压(v2ref)的误差进行反馈控制，得到移相比

b)、读入a)结果，根据表1得到原边桥臂中点电压的占空比d1和副边桥臂中点电压的占空比d2：

当的范围在时，

当的范围在时，

当的范围在时，

c)、将步骤a)、b)得到的d1和d2输入开关信号产生模块，产生相应的开关信号，控制主电路中开关器件的通断。

图7给出了开关管导通顺序、导通时间与参数d1和d2的关系。

图5为传统移相控制的实施框图，图6为本专利所提出的最小回流功率控制的实施框图。其中v2ef为输出电压基准值，v2为实时输出电压，sij为开关管驱动信号，d1为一个周期内vab正电平作用时间与半个开关周期的比，d2为一个周期内vcd正电平作用时间与半个开关周期的比，为vab与vcd之间的移相角对应的时间与半个开关周期的比值。由图5、图6对比可知，本发明提供的控制方法在现有的电压控制模块和开关信号产生模块之间增加了一个d1、d2计算模块。