一种零电流软开关PWM全桥变换器的制作方法

本申请涉及电气技术领域，尤其涉及一种零电流软开关pwm全桥变换器。

背景技术：

为了推动电动汽车产业的快速发展，各国政府和企业不断加大电动汽车充电设施的投资、建设力度。直流充电桩是充电站和换电站的主要充电装置，其一般采用三相整流电路+充电接口全桥变换器的两级式结构。为了实现系统小型化与轻型化，需要提高充电接口变换器的开关频率，然而开关损耗会随之急剧增加，从而对电源的散热要求也更高。为此，充电接口全桥变换器需要实现软开关，以提高系统变换效率。

软开关包括零电压开关(zerovoltageswitch，zvs)和零电流开关(zerocurrentswitch，zcs)。零电压开关技术是指在开关开通或关断之前将开关的电压降为零的技术，零电流开关技术是指在开关开通或关断之前将开关的电流降为零的技术。传统的零电压软开关pwm移相全桥变换器存在内部环流阶段，致使系统损耗较大，且轻载时滞后桥臂难以实现zvs。此外，zvs功率电路更适合于采用金氧半场效晶体管(metal-oxide-semiconductorfield-effecttransistor，mosfet)作开关管，但由于mosfet的导通电阻与电压定额成正比，不太适合具有高压、大电流特点的电动汽车直流充电场合。与之相比，具有更大能量密度和更低通态损耗的绝缘栅双极型晶体管(insulatedgatebipolartransistor，igbt)更适合作为全桥充电接口变换器的开关管。然而，igbt关断时存在电流拖尾现象，会导致较大的关断损耗。解决该问题的有效措施是实现igbt的零电流软开关。因此，需要一种能够保证在整个输入、输出电压和负载变化范围内可以实现所有开关管的零电流软开关与二极管的自然关断的方法。

技术实现要素：

有鉴于此，本申请提供了一种零电流软开关pwm全桥变换器，该变换器的所有开关管均可实现零电流软开关，所有二极管均可自然关断，提高了系统效率。

为了实现上述目的，本发明提出的技术方案如下：

第一方面，本发明提供了一种零电流软开关pwm全桥变换器，包括全桥开关电路、变压器和整流滤波电路，所述全桥开关电路包括第一桥臂和第二桥臂，所述第一桥臂由第一开关管和第三开关管串联构成，所述第二桥臂由第二开关管和第四开关管串联构成，所述第一开关管和所述第二开关管的集电极分别连接输入电源的正极，所述变压器的原边与所述第一桥臂和所述第二桥臂的中点连接，所述整流滤波电路包括由四个二极管组成的桥式整流电路和有滤波电容与滤波电感组成的滤波电路，所述变压器的副边与所述桥式整流电路连接，所述零电流软开关pwm全桥变换器还包括：

第一软开关辅助电路，所述第一软开关辅助电路包括第一辅助开关管、第一辅助谐振支路和第一辅助二极管，所述第一辅助开关管与所述第一辅助谐振支路串联，其中，所述第一辅助开关管的集电极连接输入电源的正极，所述第一辅助开关管的发射极连接所述第一辅助谐振支路的第一端，所述第一辅助谐振支路的第二端连接输入电源的负极，所述第一辅助谐振支路由第一辅助谐振电感和第一辅助谐振电容串联构成，所述第一辅助二极管的阴极分别与所述第一开关管的发射极、所述第三开关管的集电极连接，所述第一辅助二极管的阳极分别与所述第一辅助开关管的发射极、所述第一辅助谐振支路的第一端连接；

第二软开关辅助电路，所述第二软开关辅助电路包括第二辅助开关管、第二辅助谐振支路和第二辅助二极管，所述第二辅助开关管与所述第二辅助谐振支路串联，其中，所述第二辅助开关管的集电极连接输入电源的正极，所述第二辅助开关管的发射极连接所述第二辅助谐振支路的第一端，所述第二辅助谐振支路的第二端连接输入电源的负极，所述第二辅助谐振支路由第二辅助谐振电感和第二辅助谐振电容串联构成，所述第二辅助二极管的阴极分别与所述第二开关管的发射极、所述第四开关管的集电极连接，所述第二辅助二极管的阳极分别与所述第二辅助开关管的发射极、所述第二辅助谐振支路的第一端连接；

根据电路的对称设计，第二辅助谐振电感的电感量与第一辅助谐振电感的电感量相等，第二辅助谐振电容的电容量与第一辅助谐振电容的电容量相等。

所述零电流软开关pwm全桥变换器还包括：第一二极管、第二二极管，所述第一二极管与所述第一开关管反向并联连接，所述第二二极管与所述第二开关管反向并联连接。

进一步的，所述第一开关管、所述第二开关管、所述第三开关管、所述第四开关管、所述第一辅助开关管、所述第二辅助开关管均为igbt。

第二方面，本申请还提供了一种保护开关的方法，应用于第一方面的零电流软开关pwm全桥变换器，该方法包括：在所述第一开关管和所述第四开关管开通后，开通第一辅助开关管；在所述第二开关管和所述第三开关管开通后，开通所述第二辅助开关管。依此实施，在第一开关管和第四开关管开通状态下，在第一辅助开关管开通时间内，第一辅助开关单元进行半个周期谐振，第一辅助开关管可看作零电流开通与零电流关断。在第一辅助开关管关断后，通过第一开关管的电流逐步下降，当电流降低至零时可实现第一开关管的零电流关断，从而降低第一开关管的损耗。关断第一开关管后，通过第四开关管的电流也逐步下降，当电流降低至零时可实现第四开关管的零电流关断，从而降低第四开关管的损耗。同理，在第二开关管和第三开关管开通状态下，在第二辅助开关管开通时间内，第二辅助开关单元进行半个周期谐振，第二辅助开关管可看作零电流开通与零电流关断。在第二辅助开关管关断后，通过第二开关管的电流逐步下降，当电流降低至零时可实现第二开关管的零电流关断，从而降低第二开关管的损耗。关断第二开关管后，通过第三开关管的电流也逐步下降，当电流降低至零时可实现第三开关管的零电流关断，从而降低第三开关管的损耗。

进一步的，第一辅助开关管开通时长的计算公式为第二辅助开关管开通时长的计算公式为根据电路的对称设计，ton,sa＝ton,sb。ton,sa为所述第一辅助开关管开通时长，ton,sb为所述第二辅助开关管开通时长；la为第一辅助谐振电感的电感量，lb为第二辅助谐振电感的电感量，有la＝lb；ca为第一辅助谐振电容的电容量，cb为第二辅助谐振电容的电容量，同样有ca＝cb。依次实施，可以设置第一辅助开关管和第二辅助开关管的开通时长，以实现变换器中所有开关管的零电流开通与关断。

与现有技术相比，本发明的技术方案具有以下优点：

本发明提供的零电流软开关pwm全桥变换器，通过在全桥开关基本电路中添加包含谐振电感、谐振电容、辅助开关管和辅助二极管的软开关辅助支路，使得变压器原边的全桥开关网络实现了包括辅助开关管在内的所有开关管的零电流开通与关断，以及包括副边整流网络的二极管在内的所有二极管的自然关断，进而使得零电流软开关pwm全桥变换器损耗进一步降低，工作效率进一步提高，特别适用于大功率工况。

附图说明

图1为本申请实施例的一种零电流软开关pwm全桥变换器的电路结构示意图；

图2(a)到(n)为图1在一个开关周期内的14种工作模态等效图；

图2(o)为图1在一个开关周期内的主要工作波形图。

具体实施方式

下面将结合本申请实施例中的附图，对本申请实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本申请的一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本申请中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

图1示出本申请实施例零电流软开关pwm全桥变换器的电路结构示意图。作为示例性而非限定性实施例，该零电流软开关pwm全桥变换器包括全桥开关电路、第一软开关辅助电路、第二软开关辅助电路、变压器t、整流电路和滤波电路，该零电流软开关pwm全桥变换器的输入端与输入电源vin连接，输出端与直流负载ro连接，用于向直流负载ro提供输出电压电压。

其中，全桥开关网络包括第一开关管s1、第二开关管s2、第三开关管s3、第四开关管s4，第一开关管s1和第三开关管s3串联构成第一桥臂，第二开关管s2和第四开关管s4串联构成第二桥臂，第一桥臂与第二桥臂并联连接。第一开关管至第四开关管s1-s4采用绝缘栅双极型晶体管(insulatedgatebipolartransistor，igbt)，由于igbt具有很大的能量密度与极低的通态损耗，适用于高压、大电流的场合。

对于第一桥臂，第一开关管s1的集电极连接输入电源vin的正极，发射极连接第一桥臂的中点a，该第一开关管s1还包括与之反向并联连接的第一二极管d1，第三开关管s3的集电极连接第一桥臂的中点a，发射极连接输入电源vin的负极。需要说明的是，本实施例中，桥臂中点a并不一定限制为物理尺度上的中间点，而可以是位于第一开关管s1和第三开关管s3之间连线上的任一点。

对于第二桥臂，第二开关管s2的集电极连接输入电源vin的正极，发射极连接第二桥臂的中点b，该第二开关管s2还包括与之反向并联连接的第一二极管d2，第四开关管s4的集电极连接第二桥臂的中点b，发射极连接输入电源vin的负极。需要说明的是，本实施例中，桥臂中点b并不一定限制为物理尺度上的中间点，而可以是位于第二开关管s2和第四开关管s4之间连线上的任一点。

在此实施例中，变压器t原边绕组的一端与第一桥臂的中点a连接，另一端与第二桥臂的中点b连接。

在此实施例中，第一软开关辅助电路第一辅助开关管sa、第一辅助谐振电感la、第一辅助谐振电容ca和第一辅助二极管da，第一辅助谐振电感la和第一辅助谐振电容ca串联组成第一辅助谐振支路，第一辅助开关管sa的集电极连接输入电源vin的正极，第一辅助开关管sa的发射极连接第一辅助谐振支路的第一端，第一辅助谐振支路的第二端连接输入电源vin的负极，第一辅助二极管da的阴极分别与第一开关管s1的发射极、所述第三开关管s3的集电极连接，第一辅助二极管da的阳极分别与所述第一辅助开关管sa的发射极、所述第一辅助谐振支路的第一端连接。

在此实施例中，第二软开关辅助电路第二辅助开关管sb、第二辅助谐振电感lb、第二辅助谐振电容cb和第二辅助二极管db，第二辅助谐振电感lb和第二辅助谐振电容cb串联组成第二辅助谐振支路，第二辅助开关管sb的集电极连接输入电源vin的正极，第二辅助开关管sb的发射极连接第二辅助谐振支路的第一端，第二辅助谐振支路的第二端连接输入电源vin的负极，第二辅助二极管db的阴极分别与第二开关管s2的发射极、所述第四开关管s4的集电极连接，第二辅助二极管db的阳极分别与所述第二辅助开关管sb的发射极、所述第二辅助谐振支路的第一端连接。

在此实施例中，第二辅助谐振电感lb的电感量与第一辅助谐振电感la的电感量相等，第二辅助谐振电容cb的电容量与第一辅助谐振电容ca的电容量相等。

在此实施例中，第一辅助开关管sa和第二辅助开关管sb采用绝缘栅双极型晶体管(insulatedgatebipolartransistor，igbt)。

在此实施例中，变压器t的副边与整流滤波电路连接，整流电路包括第三二极管d3、第四二极管d4、第五二极管d5、第六二极管d6、滤波电感lo和滤波电容co，第三二极管d3和第五二极管d5串联组成第一二极管串联支路，第四二极管d4和第六二极管d6串联组成第二二极管串联支路，第一二极管串联支路与第二二极管串联支路并联，滤波电感lo一端分别与第三二极管d3和第四二极管d5的阴极连接，另一端与滤波电容co的一端连接，滤波电容co的另一端分别与第五二极管d5、第六二极管d6的阳极连接，变压器t副边绕组的一端分别与第三二极管的阳极和第五二极管的阴极连接，另一端分别与第四二极管的阳极和第六二极管的阴极连接。

下面按照图1的电路连接方式对本申请的零电流软开关pwm全桥变换器的工作过程进行说明。

一个开关周期内，该变换器的工作过程可分为14种模态，在滤波电感lo足够大的情况下，流过滤波电感lo的电流可以看成恒流io，这样滤波电感lo、滤波电容co以及输出负载ro可以看成一个电流为io的恒流源，各模态的等效电路分别如图2(a)～图2(n)所示；一个开关周期内的主要波形示意图，如图2(o)所示。

分述如下：

在一个周期的开始时刻，第一开关管s1、第二开关管s2、第三开关管s3、第四开关管s4、第一辅助开关管sa和第二辅助开关管sb均处于关断状态，s1、s2承受电压uin，输出负载电流io通过谐振整流网络续流，d3、d6中电流大小为(io-kim)/2，d4、d5中电流大小为(io+kim)/2，其中k为原副边匝比。

模态1：等效电路图如图2(a)所示，[t0～t1]阶段。

t0时刻，开通第一开关管s1、第四开关管s4，由于变压器t中的变压器漏感ls限制电流突变，第一开关管s1、第四开关管s4为零电流开通，变压器原边电流ip线性上升。第四二极管d4、第五二极管d5中电流同时线性下降。在t1时刻，变压器原边电流ip上升至ip＝io/k+im，第四二极管d4、第五二极管d5中续流电流下降为零而自然关断，该阶段结束。

变压器原边电流：

模态1持续时间：

δt1＝(io/k+im)ls/uin(2)

模态2：等效电路图如图2(b)所示，[t1～t2]阶段。

第一开关管s1、第四开关管s4维持导通，变压器原边电流ip被钳位在稳定值。t2时刻，第一辅助开关管sa导通。

变压器原边电流：

ip(t)＝io/k+im

模态3：等效电路图如图2(c)所示，[t2～t3]阶段。

t2时刻，第一辅助开关管sa导通，第一辅助谐振电感la、第一辅助谐振电容ca发生谐振，此阶段第一辅助开关管sa电流值与第一辅助谐振电感la电流值相等，故第一辅助开关管sa为零电流开通。t3时刻，第一辅助谐振电感la电流降为零。此时可实现第一辅助开关管sa零电流关断，关断第一辅助开关管sa，该阶段结束。

第一辅助谐振电感la电流：

ila(t)＝-{[uin-uca(t6)]sinωr(t-t2)}/zr(4)

第一辅助谐振电容ca电压：

uca(t)＝uin-[uin-uca(t6)]cosωr(t-t2)(5)

其中，谐振角频率谐振频率特征阻抗

模态3持续时间(第一辅助开关管sa的开通持续时间)：

δt3＝π/ωr(6)

模态4：等效电路图如图2(d)所示，[t3～t4]阶段。

t3时刻，第一辅助谐振电感la、第一辅助谐振电容ca反向谐振，第一辅助二极管da导通。此阶段第一辅助二极管da电流值与第一辅助谐振电感la电流值相等，第一开关管s1电流逐渐下降。t4时刻，第一辅助二极管da电流ila上升至与变压器原边电流ip大小相等，开关管s1电流降至零，该阶段结束。

第一辅助谐振电感la电流：

ila(t)＝{[uin-uca(t6)]sinωr(t-t3)}/zr(7)

第一辅助谐振电容ca电压：

uca(t)＝uin+[uin-uca(t6)]cosωr(t-t3)(8)

模态4持续时间：

δt4＝{arcsin[(io/k+im)/(uin-uca(t6))]}/ωr(9)

模态5：等效电路图如图2(e)所示，[t4～t5]阶段。

t4时刻，与第一开关管s1反向并联连接的第一二极管d1导通。t4’时刻，第一辅助谐振电感la电流ila达到峰值。t5时刻，第一辅助谐振电感la电流ila下降至再次与变压器原边电流ip大小相等，第一二极管d1电流降至零而自然关断。在此阶段任意时刻关断第一开关管s1，都可实现其零电流关断，该阶段结束。

模态5持续时间：

δt5＝π/ωr-2δt4(10)

模态6：等效电路图如图2(f)所示，[t5～t6]阶段。

t5时刻，第一二极管d1关断，第一辅助谐振电容ca、第一辅助谐振电感la继续谐振。这一阶段第一开关管s1端电压us1＝uin-uab，第三开关管s3端电压us3＝uab。变压器原边电流ip逐渐下降，第四二极管d4、第五二极管d5同时开通，进行续流。t6时刻，变压器原边电流ip下降至0，第一辅助二极管da自然关断，该阶段结束。

第一辅助谐振电感la电流：

ila(t)＝{uca(t5)sin[ωr(t-t5)]}/zr+(io/k+im)cosωr(t-t5)(11)

第一辅助谐振电容ca电压：

uca(t)＝uca(t5)cos[ωr(t-t5)]-(io/k+im)zrsin[ωr(t-t5)](12)

变压器t的ab端电压：

uab(t)＝-2(io/k+im)zrsin[ωr(t-t5)](13)

模态6持续时间：

δt6＝{arctan[-(io/k+im)/uca(t5)]}/ωr(14)

模态7：等效电路图如图2(g)所示，[t6～t7]阶段。

这一阶段中，变压器原边电路中电流ip为零，副边通过整流桥续流，任意时刻关断第四开关管s4，都可实现其零电流关断。t7时刻，开通第二开关管s2、第三开关管s3。

第三二极管d3、第六二极管d6电流：

id3＝id6＝(io-kim)/2(15)

第四二极管d4、第五二极管d5电流：

id4＝id5＝(io+kim)/2(16)

模态8：等效电路图如图2(h)所示，[t7，t8]阶段。

t7时刻，第二开关管s2、第三开关管s3导通。由于变压器漏感ls限制电流突变，第二开关管s2、第三开关管s3零电流开通，变压器原边电流ip反向线性上升。第三二极管d3、第六二极管d6中电流同时线性下降。t8时刻，电流ip反向上升至(io/k-im)，第三二极管d3、第六二极管d6中续流电流降至零而自然关断，该阶段结束。

变压器原边电流：

模态8持续时间：

δt8＝(io/k-im)ls/uin(18)

模态9：等效电路图如图2(i)所示，[t8，t9]阶段。

第二开关管s2、第三开关管s3维持导通，变压器原边电流ip’被钳位在定值。t9时刻，第二辅助开关管sb导通，该阶段结束。

变压器原边电流：

i'p(t)＝io/k-im(19)

模态10：等效电路图如图2(j)所示，[t9，t10]阶段。

t9时刻，第二辅助开关管sb导通，第二辅助谐振电感lb、第二辅助谐振电容cb发生谐振，此阶段第二辅助开关管sb电流值与第二辅助谐振电感电流值相等，故第二辅助开关管sb为零电流开通。t10时刻，第二辅助谐振电感电流降为零。此时关断第二辅助开关管sb，可实现其零电流关断，该阶段结束。

第二辅助谐振电感lb电流：

ilb(t)＝-{[uin-ucb(t13)]sinωr2(t-t9)}/zr2(20)

第二辅助谐振电容cb电压：

ucb(t)＝uin-[uin-ucb(t13)]cosωr2(t-t9)(21)

其中，谐振角频率谐振频率特征阻抗

模态10持续时间(第二辅助开关管sb的开通持续时间)：

δt10＝π/ωr2(22)

模态11：等效电路图如图2(k)所示，[t10，t11]阶段。

t10时刻，第二辅助谐振电感lb、第二辅助谐振电容cb反向谐振，第二辅助二极管db导通。此阶段第二辅助二极管db电流值与谐振电感电流值相等，第二开关管s2电流逐渐下降。t11时刻，第二辅助二极管db电流ilb上升至与变压器原边电流ip’大小相等，开关管s2电流下降至零，该阶段结束。

第二辅助谐振电感lb电流：

ilb(t)＝{[uin-ucb(t13)]sinωr2(t-t10)}/zr2(23)

第二辅助谐振电容cb电压：

ucb(t)＝uin+[uin-ucb(t13)]cosωr2(t-t10)(24)

模态11持续时间：

δt11＝{arcsin[(io/k-im)/(uin-ucb(t13))]}/ωr2(25)

模态12：等效电路图如图2(l)所示，[t11，t12]阶段。

t11时刻，与第二开关管s2反向并联连接的第二二极管d2导通。t11’时刻，第二辅助谐振电感lb电流ilb达到峰值。t12时刻，第二辅助谐振电感lb电流ilb下降至再次与变压器原边电流ip’大小相等，第二二极管d2电流降至零而自然关断。在此阶段任意时刻关断第二开关管s2，都可实现其零电流关断，该阶段结束。

模态12持续时间：

δt12＝π/ωr2-2δt11(26)

模态13：等效电路图如图2(m)所示，[t12，t13]阶段。

t12时刻，与第二开关管s2反向并联连接的第二二极管d2关断，第二辅助谐振电感lb、第二辅助谐振电容cb继续谐振。这一阶段第二开关管s2、第四开关管s4的端电压：us2＝uin-uba，us4＝uba。变压器原边电流ip’逐渐下降，副边第三二极管d3、第六二极管d6同时开通，进行续流。t13时刻，变压器原边电流ip’下降至0。第二辅助二极管db自然关断，该阶段结束。从此时到这一开关周期结束任意时刻关断第三开关管s3，都可实现其零电流关断。

第二辅助谐振电感lb电流：

ilb(t)＝{ucb(t12)sin[ωr2(t-t12)]}/zr2+(io/k-im)cosωr2(t-t12)(27)

第二辅助谐振电容cb电压：

ucb(t)＝ucb(t12)cos[ωr2(t-t12)]-(io/k-im)zr2sin[ωr2(t-t12)](28)

变压器t的ba端电压：

uba(t)＝-2(io/k-im)zr2sin[ωr2(t-t12)](29)

模态13持续时间：

δt13＝{arctan[-(io/k-im)/ucb(t12)]}/ωr2(30)

模态14：等效电路图如图2(n)所示，[t13，t14]阶段。

这一阶段，变压器原边电路电流ip’为零，副边通过整流桥进行续流，在t14时刻进入下一个开关周期。

第三二极管d3、第六二极管d6电流：

id3＝id6＝(io-kim)/2(31)

第四二极管d4、第五二极管d5电流：

id4＝id5＝(io+kim)/2(32)

基于以上对图1所示零电流软开关pwm全桥变换器工作原理的分析，下面对保护开关的方法进行介绍：

在第一开关管s1和第四开关管s4开通一段时间后，开通第一辅助开关管sa，在第一辅助开关管sa开通时间内，第一辅助谐振电感la和第一辅助谐振电容ca发生谐振，产生谐振电流。在半个谐振周期后，第一辅助开关管sa的电流降为零，可实现第一辅助开关管sa的零电流关断。而后第一辅助谐振电感la与第一辅助谐振电容ca反向谐振，第一辅助二极管da开通，第一开关管s1的电流逐渐下降，当电流下降为零时，可实现第一开关管s1的零电流关断，第一开关管s1关断后，第一辅助谐振电感la和第一辅助谐振电容ca通过第一辅助二极管da继续谐振，通过第四开关管s4的电流下降，当电流下降为0时，可实现第四开关管s4的零电流关断。

在第二开关管s2和第三开关管s3开通一段时间后，开通第二辅助开关管sb，在第二辅助开关管sb开通时间内，第二辅助谐振电感lb和第二辅助谐振电容cb发生谐振，产生谐振电流。在半个谐振周期后，第二辅助开关管sb的电流降为零，可实现第二辅助开关管sb的零电流关断。而后第二辅助谐振电感lb与第二辅助谐振电容cb反向谐振，第二辅助二极管db开通，第二开关管s2的电流逐渐下降，当电流下降为零时，可实现第二开关管s2的零电流关断，第二开关管s2关断后，第二辅助谐振电感lb和第二辅助谐振电容cb通过第二辅助二极管db继续谐振，通过第三开关管s3的电流下降，当电流下降为0时，可实现第三开关管s3的零电流关断。

需要说明的是，开通开关是指向开关管提供高电平驱动信号，关断开关是指向开关管提供低电平驱动信号。具体的，通过脉冲宽度调制(pulsewidthmodulation，pwm)技术，开关控制单元向可控开关管传送脉冲信号。

需要说明的是，在本文中，诸如第一和第二等之类的关系术语仅仅用来将一个实体或者操作与另一个实体或操作区分开来，而不一定要求或者暗示这些实体或操作之间存在任何这种实际的关系或者顺序。而且，术语“包括”、“包含”或者其任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的过程、方法、物品或者设备不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其他要素，或者是还包括为这种过程、方法、物品或者设备所固有的要素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括一个……”限定的要素，并不排除在包括所述要素的过程、方法、物品或者设备中还存在另外的相同要素。

以上实施例的说明只是用于帮助理解本发明的方法及其核心思想，而非对其限制。应当指出，对于本领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以对本发明进行若干改进和修饰，这些改进和修饰也落入本发明的保护范围内。