功控电容器电路及其控制方法与流程

本发明涉及ac-dc电源变换器领域，更具体地，本发明涉及一种用以减弱或消除ac-dc变换器直流输出中的低频交流纹波的电路与方法。

背景技术：

具有功率因数校正(pfc)的单相ac-dc电源变换器在电源行业中有广泛的应用。如图1所示，此类电源最常使用升压式变换器(如boost变换器)实现功率因数校正的功能。在实现功率因数校正时，boost变换器输入电流的波形(二极管整流桥之前)是一个与输入交流电压同相位的正弦波。因此，如图1所示，boost变换器的输出电压vout含有二倍工频(欧洲、亚洲为100hz，北美洲为120hz)的电压纹波成分，此电压纹波的幅值(或峰峰值)取决于输出电容容值cout和直流负载电流iout。如图2所示，dc/dc变换器作为第二级变换器消除了二倍工频电压纹波。该图2中的应用场合为电动汽车(ev)电池充电器，其中假定整个电源都被用于为ev的电池组充电。

上述(图2所示例)方法的问题在于，输出功率需要经过两级变换：第一级变换是利用boost变换器实现功率因数校正，第二级变换是利用dc-dc变换器消除输出电压上的二倍工频纹波，并调整输出电压。因此，该变换器的电能转换效率偏低，且电源的体积较大；同时，这二级变换器的每一级都需要能够处理全部的输出功率，也会增加了电源的成本。

除此之外，boost变换器还需要一个大电容来减小boost变换器输出上的二倍工频电压纹波，该大电容一般采用电解电容。对于一个额定输出功率为6.6kw，电池电压范围250v～430v(vbattery)的用于电动汽车的电池充电器，电池的充电电流约为24a。在6.6kw最大输出功率，且boost变换器的输出电压(vboost)为400v时，boost变换器的输出电流约为16.5a。为了将二倍工频电压纹波限制在约+/-10v，boost变换器的输出电容值(cout)约为3200uf，该电容值是一个非常大的电容值，例如将六个560uf的电容并联可以获得3,360μf的总电容值。一般地，与其他种类电容相比(如薄膜电容)，电解电容的使用寿命相对较短(2000小时或5000小时)，这将会降低电动汽车充电器的整体使用寿命。然而，薄膜电容的电容值远小于同等体积的电解电容，例如一个电容值为560uf，电压耐量为450v的电解电容的高度为4.5cm，直径为3.5cm，总体积为55cm³；类似体积的薄膜电容(56.7cm³)的电压耐量为500v，电容值仅有50uf，即相同体积的薄膜电容的容量仅有电解电容容量的9％。综上所述，如果使用薄膜电容来提高电池充电器的可靠性，其在电源中所占的体积要比电解电容大11倍，在实际应用中是不可接受的。

技术实现要素：

本公开提供一种功率变换器控制的串联电路及其控制方法、电源系统，以解决相关技术的不足。

本发明的一个方面提供了一个串联电路，包括：一个具有第一端口a和第二端口的电容器；一个功率变换器，其第一输出端口连接到电容器的第二端口，其第二输出端口为端口b，所述功率变换器用于输出一个辅助电压；一个根据所选功能控制所述功率变换器输出辅助电压的控制器；所述串联电路根据所选功能可以表现为一个等效的电容器、电感器或阻抗器。

在一个实施例中，控制器包括一个用于检测电容器两端电压的采样电路，并利用检测到的电压和所选功能控制所述功率变换器输出辅助电压。

在一个实施例中，所述串联电路根据所选功能表现为一个电容值无穷大的等效电容。

本发明的另一个方面提供了一个电源系统，包括：

一个ac-dc变换器，具有用于接收交流输入功率的第一第二输入端口和第二输入端口，以及用于向负载输出直流功率的第一输出端口和第二输出端口；

如上述的串联电路，其端口a和b依次与ac-dc变换器的第一输出端口和第二输出端口连接；

所述串联电路根据所述选择的模式工作以生成一个辅助电压；所述辅助电压可基本抵消电容器两端的低频交流电压纹波；进一步地，基本纯净的直流输出电压将被输送到负载。

在一个实施例中，ac-dc变换器由一个单级功率因数校正(pfc)电路构成。

在一个实施例中，所述控制器检测所述电容器两端电压和电源输出电流二者中的至少一个，并利用检测到的电压信号和/或电流信号与所选功能控制所述功率变换器输出辅助电压。

所述电源系统还包括一个连接在ac-dc变换器的输出和负载之间的dc/dc变换器，所述dc/dc变换器用于消除电容上的第一部分低频交流电压纹波；所述串联电路根据所述选择的模式工作以生成一个辅助电压；所述辅助电压可以消除电容器上没有被dc/dc变换器消除的第二部分低频交流电压纹波，以使所述dc/dc变换器将基本纯净的直流输出电压输送到负载。

所述电源系统可用作一个或多个便携式电子设备的功率传输设备，或用作普通电池充电器，或用作电动汽车电池充电器。

本发明的另一个方面提供了一种控制串联电路的方法，所述串联电路包括：一个具有第一端口a和第二端口的电容器；一个功率变换器，其第一输出端口连接到电容器的第二端口，其第二输出端口为端口b，所述功率变换器用于输出一个辅助电压；所述方法包括：

根据所选功能控制所述功率变换器输出辅助电压；其中，所述串联电路根据所选功能可以表现为一个等效的电容器、电感器或阻抗器。

在一个实施例中，所述方法包括一个用于检测电容器两端电压的采样电路，并利用检测到的电压和所选功能控制所述功率变换器输出辅助电压。

在一个实施例中，所述串联电路根据所选功能表现为一个电容值无穷大的等效电容。

在一个实施例中，所述方法还包括：将串联电路中的端口a和b依次与ac/dc变换器的第一输出端口和第二输出端口连接；并根据所述选择的模式控制所述串联电路工作以生成一个辅助电压；所述辅助电压可基本抵消电容器两端的低频交流电压纹波，以使基本纯净的直流输出电压被传输到负载。

所述方法还包括：检测电容器两端电压和电源输出电流二者中的至少一个，并利用检测到的电压信号和/或电流信号与所选功能控制所述功率变换器输出辅助电压。

所述方法还包括：将一个dc/dc变换器连接在ac/dc变换器的输出端口和负载之间，所述dc/dc变换器用于消除电容上的第一部分低频交流电压纹波；所述串联电路根据所述选择的模式工作以生成一个辅助电压；所述辅助电压可以消除电容器上没有被dc/dc变换器消除的第二部分低频交流电压纹波，以使所述dc/dc变换器将基本纯净的直流输出电压被传输到负载。

本公开的实施例提供的技术方案可以包括以下有益效果：

由上述实施例可知，本发明公开了一个电容器与功率变换器的输出端口串连连接的电路。此功率变换器提供了一个辅助电压和一个根据所选功能控制辅助电压的控制器。所述串联电路可以根据所选功能表现为一个等效的电容器、等效的电感器或等效的阻抗器。上述控制器可以检测电容上的电压，并利用检测到的电压和所选功能控制功率变换器输出辅助电压。该串联电路将与一个ac/dc变换器的输出端口连接，其中串联电路会根据所选模式工作生成一个辅助电压，此辅助电压可基本消除电容器两端的低频交流电压纹波，从而将基本纯净的直流输出电压输出到负载。这样，本实施例提供的串联电路所需的输出电容值会远小于现有技术中所需的电容值，即功控电容器电路为使用薄膜电容代替电解电容作为输出电容提供了可能，从而增加了可靠性。

应当理解的是，以上的一般描述和后文的细节描述仅是示例性和解释性的，并不能限制本公开。

附图说明

此处的附图被并入说明书中并构成本说明书的一部分，示出了符合本公开的实施例，并与说明书一起用于解释本公开的原理。

图1为现有技术中boost变换器的电路图；

图2为现有技术中boost变换器与dc-dc变换器耦合的电路图，可用于诸如电动汽车电池充电器等应用；

图3为本发明实施例中boost变换器与功控电容器的电路图；

图4为本发明实施例中普遍化的电源与一个功控电容器的电路图；

图5为图4中所述实施例的仿真波形；

图6为本发明实施例中普遍化的电源，与一个功控电容器和一个线性变换器的电路图；

图7为图4中所述实施例在非正弦输入电流下的仿真波形；

图8为本发明实施例中在功率变换器被控制为一个等效的电容器时的仿真波形；

图9为本发明实施例中在功率变换器被控制为一个等效的阻抗器的仿真波形；

图10为本发明实施例中在功率变换器被控制为一个等效的阻抗器时的电路图；

图11为本发明实施例中在功率变换器被控制为一个等效的阻抗器时的仿真波形；

图12为本发明实施例中在功率变换器被控制为一个等效的电容性负载时的仿真波形；

图13为本发明实施例中一个boost变换器，一个dc-dc变换器和一个功控电容器的电路图；

图14为本发明实施例中一个boost变换器和一个基于全桥逆变器的功控电容器的电路图；

图15为现有技术中一个具有功率因数校正功能的ac-dc谐振变换器的电路图；

图16为本发明实施例中工作在功率因数校正模式的谐振变换器与基于全桥逆变器的功控电容器的电路图；

图17为本发明实施例中工作在功率因数校正模式的llc谐振变换器与一个功控电容器，以及其控制器的电路图。

具体实施方式

这里将详细地对示例性实施例进行说明，其示例表示在附图中。下面的描述涉及附图时，除非另有表示，不同附图中的相同数字表示相同或相似的要素。以下示例性实施例中所描述的实施方式并不代表与本公开相一致的所有实施方式。相反，它们仅是与如所附权利要求书中所详述的、本公开的一些方面相一致的装置例子。

本发明实施例涉及此处描述了一种串联电路，其中包括一个与功率变换器的输出串联的电容器，所述功率变换器根据所选功能受控输出一个辅助电压，此串联电路可表现为一个等效的电容器、电感器或阻抗器。此串联电路又名为功率变换器控制的电容器(功控电容器)(powerconvertercontrolledcapacitor)，适用于额定功率100w的电源适配器或功率传输设备(pd)，或输出功率更高，同时需满足功率因数校正(pfc)的电池充电器等应用。在功控电容器实施例中，可以用到具有功率因数校正的ac-dc变换器。如本发明各实施例中所述，功控电容器会消除通常出现在单级功率因数校正电路输出上的二倍工频电压纹波。进一步地，功控电容器实施例中的串联电路所需的输出电容值会远小于现有技术的方案。所以，功控电容器电路为使用薄膜电容代替电解电容作为输出电容提供了可能，从而增加了可靠性。

图3所示为一个实施例中基于boost变换器的功控电容器电路30的配置，参见图3，功控电容器30由虚线包围并连接于boost变换器的端口a与b之间。功控电容器30包括功率变换器32，该功率变换器32的输出端口与输出电容器cout串联并提供辅助电压vaux。功率变换器32的输入是一个直流电源(如电池)vin_aux，该直流电源vin_aux可以控制功率变换器32的输出电压生成一个所需的电压信号。

图3所示为一个基于boost变换器的实施例。当然，此处描述的功控电容器实施例可以与其他种类的ac-dc变换器共同使用，包括但不限于如llc、lcc等谐振变换器，隔离boost变换器或者反激变换器等等。

图4所示为一个更加一般化的功控电容器等效电路结构图。假定ac-dc变换器的低频等效电路是直流输入电流和交流输入电流的并联，再与功控电容器电路40和负载rload相连。功率变换器42的输出端口(vaux)可以补偿输出电容器cout上因交流电流引起的交流电压(vac1)，因此传输到负载上的输出电压vout是一个纯净或基本纯净的直流电压。需要注意的是，流过输出电容的电流icap与输入的交流电流iin_ac相等。基于能量的平衡，功率变换器42的输入电流iin_aux会是一个交流电流。

本发明各实施例中使用的“基本纯净”的直流电压或直流电流是指一个仅含有非常小的交流纹波的直流电压或直流电流，该交流纹波由器件公差和/或实际电路导致，在实际应用中可以忽略不计。

本发明一实施例中，一种控制功率变换器42的方式是控制功率变换器42的输出电压来使其具有零直流电平(或具有非常小的直流电平，例如小于输出电压vout幅值的1％)且其交流电压分量与cout上的电压vac1的幅值相等、相位相反。即，

vac1＝vac1_dc+vac1_rip；(1)

其中，vac1_dc是cout两端电压的直流分量，vac1_rip是cout两端电压的二倍工频电压纹波。

随后，根据上述控制策略，功率变换器的输出电压vaux为：

vaux＝0v+(-vac1_rip)；(2)

因此，boost变换器的输出电压vout为：

vout＝vac1+vaux＝vac1_dc+vac1_rip+0v+(-vac1_rip)＝vac1_dc；(3)

需要注意的是，公式(3)中vout的二倍工频电压分量为零。同时需要注意的是，流过输出电容器cout的电流仍然包含二倍工频电流纹波。即，交流电流并不会产生交流电压(或产生的交流电压为零)。

电容器两端的交流电压与流过电容器的交流电流的关系遵循以下公式(4)：

vcap_ac＝icap_ac*xc＝icap_ac/(2πfc)；(4)

在公式(4)中，f是交流电流的频率，c是电容器的容值，icap_ac是流过电容器的电流。已知vcap_ac＝0，可得此电容值c为无穷大。

因此，在端口a与端口b之间的电路可以等效成一个电容值无穷大的电容器。或输出电容器与由公式(2)控制的功率变换器42的两个输出端口(aux1和aux2)的串联连接可以等效为一个电容值无穷大的电容器。

尽管上述分析中假设流过输出电容器cout的交流电流的频率为二倍交流工频(欧洲、亚洲为100hz,北美洲为120hz)，需要注意的是，该结论在交流电流的频率为其他值的情况下依然成立，相应方案同样落入本申请的保护范围。

图5所示为图4中所示的功控电容器电路的电压和电流波形，参见图5，该结果由psim(powersim,rockville，md，usa)仿真获取。仿真中设置的参数如下：iin_dc＝10a,iin_ac＝10a(峰值，100hz正弦波，峰峰值电流为20a)，vout＝400v直流，cout＝300uf，iout＝10a，rload＝40ohm，vin_aux＝100v。波形1是输出电压vout(此处为一个直流电压，采用水平直线表示)和cout两端电压vac1的波形。vac1的纹波电压约为53v(峰值，或峰峰值106v)。波形2是功率变换器的输出电压vaux，并且，此电压vaux的直流电压分量为零，它的交流电压幅值与vac1的纹波电压相等(峰值电压53v)且相位与vac1相反。波形3是电容器的电流icap，icap的峰值为10a。

如图4和图5所示，当流过电容器cout和功率变换器42输出端口的交流电流不为零(10a)时，输出电压(端口a与端口b之间的vout)的低频交流分量，即由公式(2)控制的电容器cout和功率变换器42的串联电路的电压为零。由此可见，在端口a与端口b之间的等效电容值为无穷大。

波形4是功率变换器输入电流的波形。此电流的频率是输出电容的电流频率的两倍。其峰值电流约为2.73a。

波形5是功率变换器输入功率的波形。如图4和图5所示，功率变换器42在半个周期中从直流电源吸收功率(pin_aux的值为正)，而在另外半个周期中，功率变换器42向直流电源输送功率(pin_aux的值为负)，且平均的功率等于零。这一点的重要意义在于，在实际应用中，产生vin_aux的电源(图3、图4中未示出)的输出功率会很小，仅等同于功率变换器的损耗。功率变换器42并不会为负载提供任何平均功率(或净功率)。此输入功率的频率与功率变换器42的输入电流(iin_aux)的频率相同。

功率变换器42的实际额定功率可以通过输入功率pin_aux绝对值的平均值|pin_aux|估算，此示例中的值为173w。为了完全消除cout两端的交流电压纹波(vac1)，图4中所示的功率变换器42需要能够输出约173w的功率。根据数学推导可得，通过以下公式(5)计算功能变换器42需要输出的功率容量：

pin_aux＝0.5*0.9*vaux_pk*icap_pk/1.414；(5)

在公式(5)中，vaux_pk是功率变换器42的交流输出电压的峰值，icap_pk是流过输出电容器的交流电流的峰值。在上述仿真中，vaux_pk＝53v，icap_pk＝10a，计算得出的pin_aux＝169w，与仿真得出的173w相匹配。

如图5所示，功率变换器42的输入电流iin_aux的频率和输入功率pin_aux的频率是其输出电流频率的两倍，即电容上的电流icap频率的两倍。对于60hz的工频，流过输出电容器cout的电流的频率为120hz，功率变换器42的输入电流iin_aux的频率为240hz。这在实际应用中有助于减小功率变换器的输入电容。

如图5所示，由波形2和波形3可知，从端口aux1和aux2看功率变换器42，其电压vaux的相位比电流icap的相位领先90°。根据波形，电压的有效值vaux＝37.2vrms，电流的有效值icap＝7.07arms。计算得出等效电感值为：

leq＝vaux/icap*1/(2*3.14*100hz)＝8.46mh；(6)

可由公式(7)计算得出此等效电感与电容器cout的谐振频率：

此谐振频率与电容器cout上的频率相等，这揭示了功控电容器的以下基本原理：

1，根据公式(2)控制功率变换器的输出电压；

2，功率变换器表现为一个电感值为leq的虚拟电感器；

3，虚拟电感器leq与其串联的实际电容器cout谐振，其谐振频率与流过实际电容器cout的电流的频率相等。

最终，因为真实电容器cout两端的纹波电压被由受公式(2)控制的功率变换器产生的等效电感器leq所补偿，所以输出电压vout将是基本纯净的直流电压。

需要注意的是，尽管上述的分析基于一个特定的频率(此示例为100hz)，公式(2)的控制方法和图4中所示的电路框图也可以补偿由多个频率导致的电压纹波。

图7中所示的仿真波形对应的输入电流为：

iin＝10a(dc)+10a*sin(2*3.14*100t)+5a*sin(2*3.14*300t)；(8)

在上述情况下，向输入电流注入一个峰值为5a的三次谐波电流。输入电流包含幅值10a的直流分量，10a的100hz基波和5a的300hz三次谐波。输入电流iin的波形如波形5所示，仿真中的响应结果如图7所示。波形1为cout两端电压vac1和输出电压vout。vac1的纹波为非正弦波。波形2为由公式(2)控制的功率变换器的输出电压vaux，此波形仍然与vac1的纹波形状相同，相位相反。波形3为流过电容器的电路icap，此波形包含了三次谐波与基波分量。波形4是功率变换器的输入电流iin_aux，输出电压vout是cout的电压和由公式(2)控制的功率变换器的输出电压之和，该电压几乎是一个直流电压，仅带有非常小的纹波(峰值约为3v)。vout上的微小纹波是由仿真电路实现中的误差引起的。在理想状况下，vaux将会完全抵消vac1的纹波，并且在vout上可以获得一个基本纯净的直流电压。

总结上述的分析可以得到以下结论：

如图4所示，当输出电容器cout与功率变换器串联连接，且根据公式(2)中的控制原理控制功率变换器：

当流过电容器的电流不为正弦，或为一个任意的波形，功率变换器将产生任何形状的电压以完全消除电容器cout两端的纹波电压；且

输出(vout)可获得一个纯净或基本纯净的直流电压。

需要注意的是，如果功率变换器42由公式(2)控制，功率变换器的输出会表现为一个阻抗与电容器cout的阻抗相等的电感器。因此，端口a与端口b之间的阻抗等效为一个无穷大的电容。

如果根据以下的公式(2.1)控制功率变换器42：

vaux＝0v+2*(-vac1_rip)；(2.1)

那么，功率变换器的输出会表现为一个阻抗等于二倍于电容器cout阻抗的电感器。因此，端口a与端口b之间的阻抗表现为一个阻抗等于电容器cout阻抗的电感。

类似地，通过改变(-vac1_rip)的系数，可以使端口a与端口b之间的等效阻抗在容性和感性之间变化。当系数小于1时，其阻抗为容性，当系数大于1时，阻抗为感性。

功率变换器表现为等效电容器

在上述分析中，功率变换器42的输出由公式(2)控制表现为一个等效的电感器leq。若在图4中所示的电路中，根据以下公式(8)控制功率变换器42的输出电压vaux：

vaux＝0(v)+vac1_rip；(8)

那么，功率变换器的输出电压将跟随vac1的纹波电压变化。图8为仿真所获得的波形，如图8所示，输出电压纹波的峰值约为105v，近似为电容器cout电压(vac1)峰值的两倍。同时如波形2和波形3所示，从功率变换器的输出端口aux1和aux2看进去的电流icap(＝iout_aux)领先电压vaux的相位约90°。电流的有效值为7.07a，电压的有效值为37.2v，根据如下公式(8.1)计算等效电容可得：

故等效电容值ceq与电容器cout的电容值相等。公式(8)的控制原理决定了端口aux1和端口aux2之间的交流电压与vac1的交流电压相等，因为流过等效电容和输出电容的电流相同(icap＝iout_aux),所以等效电容值与输出电容值相等。

端口a与端口b之间的等效电容是两个电容的串联，其中一个为300uf，另一个为302uf，等效的电容应为151uf，或约为cout电容值的一半。纹波电压约为没有功率变换器时纹波电压的两倍(峰值105v)。这表明功率变换器在公式(8)的控制下表现为一个等效的电感器。

需要注意的是，在功率因数校正的应用中，功率变换器42可以由公式(2)控制表现为一个等效的电感器，以减小或消除输出电压纹波。在其他的实施例中，功率变换器可以由公式(8)控制从而表现为一个等效的电容器。

功率变换器表现为等效阻抗器

如果根据以下公式(9)控制图4中的功率变换器42：

vaux＝0v–vac1_rip*sin(2*3.14*100hz*t–45degree)；(9)

检测vac1纹波电压的负值，相位滞后45°(负45°)，如图9所示为仿真得到的结果。参见图9，由波形2和波形3可知，功率变换器的端口电压(端口aux1和aux2之间的电压)vaux领先电流icap约1.23毫秒(t2-t1)，或对100hz的频率而言领先44.3°。由此可见，如图10中的功控电容器100的等效电路所示，功率变换器表现为电感器与电阻器的并联。

通过电路原理分析，可基于仿真结果计算等效的电感值与电阻值。vaux＝37.2v，icap＝7.07a，相位延迟角度为45°，频率为100hz，则计算的结果为：

leq＝11.8mh，req＝7.44ω；(10)

这样，leq与req并联的阻抗为5.26ω(＝37.2v/7.07a)，约与一个300uf的电容器在100hz下的阻抗相等，此时xc＝5.31ω。其中，二者之间微小的差异(5.31-5.26＝0.05)是由仿真和计算的误差导致的。同时，如波形1所示vout的纹波电压小于vac1的纹波电压，这表明端口aux1和端口aux2之间是一个电感性负载，所以端口a与端口b之间总的等效电容值大于cout(300uf)。上述分析说明可以根据公式(9)控制功率变换器42的阻抗。

通过计算可以得出req上的功耗约为186w，这意味着功率变换器42从诸如cout的外部电路吸收功率。基于功率变换器是一个理想，无损耗的变换器的假设，这186w的功耗会输出到图4中功率变换器的输入直流电源vin_aux。从图9中的波形4同样可以观察到这一点。注意功率变换器的输入电流iin_aux的平均电流为负，计算得出其平均值为-1.93a(电流值为负)。因此，传输到vin_aux的功率为：

pin_aux＝vin_aux*iin_aux＝100v*(-1.93a)＝-193w；(11)

其中，负值说明功率变换器的输出(端口aux1和端口aux2)向功率变换器的输入(vin_aux)输送功率。可以发现，186w非常接近193w，此差异是由仿真和计算中的误差导致的。

如果根据以下公式控制图4中所示的功率变换器42：

vaux＝0v+vac1_rip*sin(2*3.14*100hz*t–45degree)；(12)

检测vac1纹波电压的正值，相位滞后45°(负45°)。如图11与图12所示为仿真得到的结果。如图11中的波形2和波形3所示，功率变换器的端口电流(介于端口aux1和aux2之间)icap领先端口电压vaux约4ms(t2–t1)，即72°。由此可见，功率变换器表现为一个电容性负载。同时，如波形1所示，输出电压vout的纹波电压高于vac1的纹波电压。

如图12中的波形4(icap*vaux)所示，功率变换器的功率大多为负值，其平均值约为-240w。这说明，此时的实际功率由功率变换器的输入(vin_aux)流向功率变换器的输出和负载。图12中的波形5可以证实这一点，波形5为电压源vin_aux传输的功率，其平均值约为240w。

综述

如以上内容所述，根据与功率变换器的输出端口串联的电容上的电压纹波来控制功率变换器的输出，可以使功率变换器的输出端口表现为虚拟的电感器，或虚拟的电容器，或虚拟的阻抗器。所以，串联的电容器和功率变换器的输出端口(介于图4中的a点与b点之间)可以根据不同的模式被控制为电容性，或电感性，或任意的阻抗。在极端情况下，总的阻抗可以被控制为零，即等效为一个有无穷大的电容值的电容器。因此，基于上述各公式的控制策略，串联的输出电容器和功率变换器的输出端口可以表现为受控的阻抗。

在直流输出电压的应用中，最理想的方案使电源转换器表现为一个虚拟电感器，从而使串联电容器和电源转换器的总等效电容非常大。此时，组合的输出电容器cout和功率变换器vaux两端电压(图4中的a点与b点)基本不包含电压纹波。

在高功率的应用中，功率变换器通常是一个开关功率变换器。此时，输出电容两端的交流电压纹波频率是工频(欧洲、亚洲为50hz，北美洲为60hz)的整数倍，如120hz，360hz，720hz，900hz等等。这一般要远远低于功率变换器的开关频率，例如，在典型应用中，交流电压纹波的频率为120hz，而开关频率为200khz。换言之，电压纹波的频率要低于功率变换器的带宽。功率变换器42的带宽需要足够高，以便功率变换器能够产生与cout两端的低频电压vac1相关的所需低频电压。当开关变换器被用作功率变换器42时，此开关变换器的带宽约为开关频率的1/10，或为20khz，一般足以产生所需的低频电压。若一个其他种类的变换器被用作功率变换器，例如图6中的线性变换器64，其输出电压也能够跟随cout两端纹波电压vac1而改变。

然而，在低功率应用中，如图6所示，线性变换器也可用作功控电容器60中的功率变换器。在此情况下，线性变换器的带宽需要远高于输出电容器两端的电压纹波频率。如此，线性变换器的输出电压能够跟随纹波电压而改变。图6为此方案的一般电路图。如图所示，线性变换器的输出电压vaux与cout两端电压vac1的幅值相等，相位相反。需要注意的是，线性变换器的输出可正可负。

功控电容器实施实例

上一节根据具体的实施例描述了功控电容器的电路配置(电路拓扑)和控制策略。本节将提供更多的电路配置和实现方法的示例。这些示例基于一个使用开关变换器为功率变换器的普遍应用，且其控制模式为将功率变换器控制为一个虚拟电感器，从而消除cout两端的电压纹波，因此端口a和端口b之间的电压为纯直流或带有微小纹波的直流电压。在以下描述中，电压纹波或电流纹波指代cout两端(vac1)的低频交流纹波电压，或流过电容器cout的交流电流纹波。功率变换器(或开关变换器)会产生开关频率的纹波电压和开关频率的纹波电流。由于开关频率远高于交流纹波的频率，可以忽略运行中的开关频率纹波。

在控制电路实施方案中，根据一个实施例，需要将交流电压采样电路连接到电容器cout两端来检测vac1的交流纹波电压。此电压采样电路的输入为cout两端电压，此交流电压采样电路的输出为交流纹波电压vac1_rip。随后，将此交流纹波电压取反(-vac1_rip)作为功率变换器的参考电压。全桥逆变器可以用作功率变换器以生成交流电压。全桥逆变器的输入电压(vin_aux)可以与端口a与端口b电气隔离，从而使整个电路正常工作。vin_aux可以从将交流电压转换为直流电压的主功率电路的变压器的一个线圈获得。也可以由一个独立的专用电源产生vin_aux。

随后，基于如公式(2)所示的控制策略，全桥逆变器会产生一个与cout的交流纹波电压幅值相等，相位相反的交流纹波电压。因此，端口a与端口b之间的电压将会是纯净或基本纯净的直流电压。在此情况下，全桥逆变器的输出会表现为一个虚拟电感器。

纹波电压的部分补偿

在如图2所示的应用中，boost变换器被用于实现功率因数校正并产生诸如400v的直流高电压(带有120hz纹波)。一个dc/dc变换器将vboost(一般约为400v)转换为另一个电压。在此情况下可以用功控电容器实施例消除vboost两端的交流纹波电压。

当电容器cout的电容值较小时，cout两端的纹波电压较大。在实际中并不希望完全补偿vac1的交流电压纹波。所以功率变换器(如全桥逆变器)的参考电压可为纹波电压vac1_rip的部分值，如以下公式(13)所示：

vaux_ref＝k*(-vac1_rip)；(13)

在上述公式(13)中，vaux_ref是功率变换器(在此例中为一个全桥逆变器)的参考电压，且功率变换器的输出电压vaux会跟随参考电压vaux_ref而变化。参数k是一个小于但接近1的值。例如，若k＝0.8，则功率变换器会消除80％的交流纹波，而在端口a与端口b之间仍会保留20％的纹波，如以下公式所示：

vout＝vac1+vaux＝vac1_dc+vac1_rip–0.8vac1_rip

＝vac1_dc+0.2vac1_rip；(14)

这在使用薄膜电容来提高长期可靠性的情况下尤其有吸引力。在此情况下，功控电容器电路会补偿大部分的交流纹波，第二级dc-dc变换器会消除剩余的交流纹波。如图13所示为一个包含了功控电容器电路130实施例。

功控电容器在单级式功率因数校正电路中的应用

在使用单级式功率因数校正电路时，单级pfc的输出电压包含120hz纹波。通常会使用一个很大的电容来将120hz纹波限制在一个可接受的范围内。功控电容器技术可以用来消除120hz的纹波。在此情况下，单级式功率因数校正电路原有的输出电容将被上述输出电容与功率变换器的输出串联的电路代替。功率变换器的控制方法与上述公式(2)相同。一个独立电源可以用来产生vin_aux。

功控电容器在交流电容应用中的应用

需要注意的是，功控电容器实施例也可用于交流输入(无直流成分)。通过改变功率变换器的输出电压vaux的幅值和相位，可以改变端口a与端口b之间(串联的电容器和功率变换器)的等效阻抗。所需的模式为功率变换器的输出表现为一个虚拟电感器或虚拟电容器，所以端口a与端口b之间的等效电容值可以大于或小于实际电容器cout。

实施案例

图14所示为一个本发明实施例中的详细电路实施方案。如图14所示，一个全桥逆变器被用作boost变换器的功控电容器电路140中的功率变换器。全桥逆变器(用于输出电压vaux)的输出端与输出电容器cout串联，然后连接到负载rload。全桥逆变器产生一个电压vaux以抵消电压vac1的交流分量，从而在负载rload两端仅产生直流电压。需要注意的是，电容ca是全桥逆变器输入lc滤波器的一部分。电容ca的值取决于开关频率，ca的值不取决于vaux要补偿的低频分量，ca的值在大多数情况下小于输出电容器cout的值。

全桥逆变器的输入电压vin_aux可以由一个独立的电源产生。需要注意的是，vin_aux需要提供的平均功率仅为逆变器中的功率损耗，如公式(5)所示此功率非常小。因此，产生vin_aux的电源的额定功率远小于输出功率。

在图14的实施例中，boost变换器被用来将交流电压转换为直流电压，并实现功率因数校正。需要注意的是，boost变换器是一个非隔离变换器。在实际实施方案中，诸如无桥图腾柱boost变换器的其他类型的boost变换器也可以用作交流到直流的变换器，以实现功率因数校正。

同时需要注意的是，llc谐振变换器也可以用作交流到直流的变换器以实现功率因数校正，图15所示为一个典型的llc谐振变换器。参见图15，llc变换器用作具有功率因数校正的ac-dc变换器的一个优势是输入侧和输出侧被变压器隔离。在如图15所示的诸如电池充电器等应用中，允许llc变换器的输出直接为需要与输入交流电压隔离的电池充电。然而，由于llc变换器实现了功率因数校正，其输出电压vo(与vac1相同)会包含较大的120hz电压纹波；如果将电池直接连接到上述llc变换器的输出，则会有120hz的大电流流过电池，从而会损坏电池。

如图16所示的实施例中包括了将全桥逆变器用作功率变换器的功控电容器电路160，以消除工作在功率因数校正模式的llc变换器输出上的120hz纹波。全桥逆变器的输出与llc变换器的输出电容器cout串联连接，所得的电压施加到电池或其他负载上。类似地，全桥逆变器产生一个与vac1交流电压幅值相等且相位相反的交流电压以抵消120hz纹波和/或其他低频纹波，所以电池或其他负载上可以得到一个纯净或基本纯净的直流电压。注意vin_aux可以从变压器的另一个绕组获得。

图17所示为图16中的实施例与功控电容器的控制器170，llc变换器工作在功率因数校正模式并为电池充电。全桥逆变器的控制电路检测电池电流ibattery或vac1，或同时检测二者，从而为全桥逆变器的四个mosfet(qa1，qa2，qa3，qa4)的驱动信号gqa1-gqa4生成占空比。全桥逆变器产生一个输出电压(vaux)以抵消vac1上的交流纹波电压。

当电池的电流ibattery被用作全桥逆变器控制电路的输入时，控制电路会为qa1、qa2、qa3及qa4生成所需占空比，从而使全桥逆变器的输出vaux抵消vac1的低频纹波分量(以120hz二倍工频为主)，因此纯净或基本纯净的直流电压会输出到电池两端，且电池的充电电流ibattery会是纯直流电流。在此情况下，功率变换器表现为一个电感器。

当vac1电压被用作全桥逆变器控制电路的输入时，控制电路会根据公式(2)为qa1、qa2、qa3及qa4生成所需占空比，以产生与vac1幅值相等且相位相反的交流电压vaux，从而抵消vac1的低频纹波分量(以120hz二倍工频为主)，并且将纯直流电压(vout)输出到电池端口上。因此，电池的充电电流会是纯直流电流。在此情况下，功率变换器表现为一个电感器。

在其他的实施例中，vac1与ibattery的信息都被用于生成vaux以抵消vac1的低频电压纹波。同样地，在此情况下，功率变换器会表现为一个电感器。

以下列举的数据示例能够说明上述功控电容器实施例在实际中的优势。一个电池的电压为400v，充电电流为5a，总充电功率为2000w(＝400v*5a)。在一个实施例中，输出电容器cout两端的低频纹波电压峰值约为+/-5v。因此，功控电容器中的功率变换器的最大输出功率为5a*5v＝25w，远小于总输出充电功率。此外，为了产生峰值5v的输出电压，输入电压vin_aux可为10v，所以mosfetqa1、qa2、qa3和qa4上的电压应力为10v，且mosfet的峰值电流应力为5a。基于现有的mosfet技术，mosfet上的损耗会非常小，即全桥逆变器的损耗会非常小。因此，基于上述功控电容器控制策略的llcac-dc变换器和的全桥逆变器的组合可以实现非常高的效率。

所有引用的出版物通过引用整体纳入本发明之中。

以上所述的实施例仅为了说明本发明的技术思想及特点，其目的在于使本领域的普通技术人员能够了解本发明的内容并据以实施，本专利的范围并不仅局限于上述具体实施例，即凡依本发明所揭示的精神所作的同等变化或修饰，仍涵盖在本发明的保护范围。