专利名称：包含功率晶体管过电流保护电路的负载驱动装置的制作方法
技术领域：
本发明一般性地涉及一种包含一个功率晶体管的负载驱动装置。更具体地，本发明涉及功率晶体管的保护电路，该功率晶体管响应由充电/放电一个电容所生成的振荡信号而周期性地接通/断开。
传统上，在开/关闪光灯的驱动装置或者在P WM(脉冲宽度调制)信号中驱动电机与灯具的P WM控制装置中，在将一个DC电流从DC电源提供给载荷的电流通路中串联设置一个功率晶体管。然后，响应通过充电/放电一个电容器所得到的振荡信号，周期性地接通/断开这一功率晶体管。
换言之，在这种装置中，充电/放电电容器是经由一个电阻器使跨接该电容器的电压在两个预选的值之间变化的方式充电/放电。功率晶体管的周期性接通/断开操作是以下述方式进行的在电容器的充电操作中接通功率晶体管，而在电容器的放电操作中则断开功率晶体管。另一种方法是通过将被充电/放电操作改变的跨接电容器的电压与参照电压进行比较而生成一个具有所要求的负载比的驱动信号(P WM信号)，然后根据这一P WM信号接通/断开功率晶体管。
另一方面，通常在这种负载驱动装置所使用的功率晶体管管中采用1984年公开在日本专利申请公布号59-32224中的那种保护装置。即保护功率晶体管由插入该功率晶体管的电流通路的短路或断路引起的过电流或过热耗散，这一保护装置的操作如下从接通该功率晶体管起经过一个预定的延迟时间后，通过检测跨越连接在负载的电流通路中的功率晶体管两端的电压是否高于一个预定的电压而判定过量电流是否流经该功率晶体管。注意当将一个双极晶体管用作功率晶体管时，这一端电压对应于集电极至发射极电压VCE，而当将一个场效应晶体管(FET)用作这一功率晶体管时，则这一端电压对应于漏极至源极电压VDS。当判定了过量电流可能流经功率晶体管时，便通过一个由一个晶闸管及若干晶体管构成的闩锁电路强制与连续地断开该功率晶体管。
然而，上述传统的保护装置存在着下述问题即使采用了上述保护装置，功率晶体管的热耗散也会逐渐地增加，最终电气地损坏该功率晶体管。这是因为当独立地设置在电源至负载之间的电流通路中的功率晶体管的驱动信号被切换到断开状态或者电源开关被切换到断开状态时，便解除了闩锁电路的闩锁操作，而在开始下一个负载驱动操作时有可能再度接通功率晶体管，从而当上述驱动装置周期性地接通/断开功率晶体管或者重复地接通电源开关时，该功率晶体管将会过热。
换言之，按照传统的保护装置，从接通功率晶体管起经过了一个预定的延迟时间之后，根据功率晶体管的端电压对负载的短路导致的过量电流或功率晶体管的内电阻的增加作出判断，并因此断开该功率晶体管，从而使功率晶体管断开。结果，在接通功率晶体管之后，电流必须流经功率晶体管一个预定的时间间隔。结果，即使采用了保护装置，在上述驱动装置周期性地接通/断开功率晶体管，或者重复地接通/断开电源开关时，电流也必须流经该电源开关一个预定的时间间隔。从而，这一电流会加重功率晶体管的热耗散，并最终电气地损坏该功率晶体管。
并且，传统的保护装置是对噪声的不利影响敏感的，因此它存在着即使没有过量电流流经功率晶体管时也可能强制断开功率晶体管的问题。例如当由于在采用功率晶体管的电流通路中出现噪声而误判为过量电流时，会操作闩锁电路，或者这一噪声会直接驱动闩锁电路。
必须指出，为了防止这种由噪声引起的过量电流误判，从功率晶体管的端电压判定了过量电流之后，积分电路之类可延迟这一判断信号，然后将延迟的判断信号提供给闩锁电路。在这一情况中，作为积分电路的这一延迟电路必须是单独设置的，尽管如此，它还是不能防止由噪声引起的闩锁电路的错误操作。
本发明是为力图解决上述问题而作出的，因此其主要目的是为提供一种功率晶体管的保护装置，该装置能够不受噪声的任何不利影响，正确地判断过量电流是否流经响应充电/放电一个电容器所生成的振荡信号而周期性地接通/断开的一个功率晶体管，有如上述，并且在过量电流判定之后，还能够确定地保护该功率晶体管。
为了达到这一主要目的，提供了一个根据本发明的第一特征的负载驱动装置，该装置包括一个充电/放电电容器;一个充电/放电电路，用于以使跨接电容器的电压在一个预置的上限电压与一个预置的下限电压之间变化的方式在预定的时间常量上充电/放电该电容器;一个驱动电路，用于接通串联于将电流从一个DC电源提供给一个负载的一条电流通路上的一个功率晶体管，从而当充电/放电电路导致电容器充电，或跨接电容器的电压高于或等于定义在上限电压与下限电压之间的一个预定的电压时，驱动该负载;过电流判断装置，用于判断跨接与上述电流通路相连的功率晶体管的两端的电压是否超过一个过量电流判定电压;上限电压改变装置，用于在过电流判断装置决定端电压超过了过量电流判定电压时，将充电/放电电路在其上停止电容器的充电操作并开始其放电操作的上限电压改变到通常高于一个驱动停止判定电压的值上;以及第一驱动停止装置，用于通过判定跨接电容器的两端的电压是否高于或等于驱动停止电压而在判定了跨接电容器的两端的电压高于或等于驱动停止判定电压时，强制断开功率晶体管并继续将充电/放电电路保持在电容器的充电状态中。
如上所述，根据本发明的第一特征的负载驱动装置设置有根据充电/放电电容器所得到的振荡信号接通/断开功率晶体管的驱动装置。在这一负载驱动装置中，过电流判断装置通过检测跨接功率晶体管两端的电压是否超过过量电流判定电压而判定是否有过量电流流经该功率晶体管。然后，当这一过电流判断装置判定了跨接功率晶体管的两端的电压超过过量电流判定电压时，上限电压改变装置便将该上限电压改变到此驱动停止判定电压高的电压上，在这一上限电压上，驱动装置中所采用的充电/放电电路停止电容器的充电操作以开始放电操作。第一驱动停止装置判定跨接电容器的电压是否高于或等于驱动停止判定电压。在端电压成为高于正常大的驱动停止判定电压时，便强制断开功率晶体管以将充电/放电电路保持在其充电状态中。
换言之，根据本发明，当跨接晶体管两端的电压超过过量电流判定电压，并且过电流判断装置判定了过量电流流经功率晶体管时，充电/放电电路继续充电电容器，直到跨接电容器的两端的电压成为高于或等于通常高于驱动停止判定电压的电压为止。当跨接电容器的两端的电压成为高于驱动停止电压时，第一驱动停止装置断开功率晶体管。结果，根据本发明，从过电流判断装置判定出现过量电流到断开功率晶体管之间所定义的时间间隔延迟了电容器的充电时间。如果在这一延迟时间间隔中，跨接功率晶体管两端的电压返回到了正常电压，由于上限电压改变装置停止了其工作，充电/放电电路便停止电容器的充电操作而开始放电操作。
结果，根据本发明的负载驱动装置，即使由于噪声的不利影响而过电流判断装置暂时地与错误地判定出现过量电流时，也并不强制断开功率晶体管。此外，由于其延迟而利用了驱动装置中的充电/放电电路，便可以不采用这种专用的延迟电路。
接着，当跨接电容器两端的电压高于驱动停止判定电压时，驱动停止装置不仅强制断开功率晶体管，并且还将充电/放电电路保持在电容器的充电状态中。结果，一旦断开了功率晶体管之后，由于判断是根据过量电流作出的，所以即使这一端电压到达了驱动停止判定电压之后，也继续充电电容器。最终，将这一端电压作为最大可再充电电压保存在充电/放电电路内。
结果，根据本发明，一旦断开功率晶体管之后，便通过充电电容器而保持这一断开状态。在第一驱动停止装置一旦断开了功率晶体管之后，即使由于噪声而第一驱动停止装置暂时地与错误地判定跨接电容器两端的电压低于驱动停止判定电压时，也不会解除功率晶体管的断开状态。当由于噪声而驱动停止装置错误地判定跨接电容器两端的电压高于驱动停止判定电压时，便会根据这一错误的判断暂时断开功率晶体管，在这一情况中，由于在跨接电容器两端的电压高于或等于驱动停止判定电压的情况中不充电电容器，所以不保持功率晶体管的断开状态。
并且，如上所述，在本发明中，当通过充电电容器而闩锁了功率晶体管的断开状态，而跨接电容器两端的电压随即成为低于驱动停止判定电压时，便解除这一闩锁状态。相应地，即使重复地接通独立地用在从电源到负载的电流通路中的电源开关，也能保持功率晶体管的断开状态，但是在每一次接通电源开关时，这一功率晶体管将不会被驱动到接通状态。
接着，本发明的发明人研究了当将上述负载驱动装置应用在将功率晶体管用作一个高侧开关的双端型负载驱动装置中时，上述功率晶体管的过电压保持问题。
在采用半导体元件的传统控制装置中，日本专利申请公布号50-36942中所公开的一种超压保护电路是已知的，其中当在电源中偶然出现超压时，连接在电源上的输出半导体元件是受到保护不会损坏的。然后，输出半导体元件被齐纳二极管的击穿电流强制导通，而这一超压在输出半导体元件的负载中被吸收。
然而，当将这种传统的超压保护电路应用在双端型(DC电源连接端与负载连接端)驱动装置中，用于接通/断开在DC电源到负载的电流通路中用作所谓“高侧开关”的N沟道功率晶体管时，当在出现超压时便以预定的频率接通/断开这一功率晶体管，而这一功率晶体管随即受到过热。在最坏的情况中，存在着功率晶体管被热损坏的危险性。下面将更详细地说明这一传统的问题。
首先，例如如图8所示，用于驱动与主开关84一起串联在从蓄电池80至负载82的电流通路上的N沟道功率晶体管86的双端型驱动装置包括辅助电源92。当主开关84在接通状态而功率晶体管86在断开状态中时，这一辅助电源92通过以出现在功率晶体管86的两端(源极至漏极)上的电压经由二极管D10充电电源电容器C10，并且还以存储在这一电源电容器C10，及跨接功率晶体管86两端的电压向内部控制电路88及驱动电路90等供电。
从而，当将上述传统超压保护电路应用在双端驱动装置中时，可以在这一超压保护电路中配置齐纳二极管ZD11至ZD13(如图8中参照数字94所指示)，这些齐纳二极管在辅助电源92输出的电源电压Vc到达一个预定的上限电压时变成导通的。此外，这一超压保护电路配置有保护晶体管TR15，用于强制接通设置在驱动电路90中的驱动晶体管TR16，从而接通功率晶体管86，另外这一超压保护电路中还配置有电阻器R51与R52，用于以流经齐纳二极管ZD11至ZD13的击穿电流接通保护晶体管TR15(即接通功率晶体管)。
应当指出，在图8的驱动装置中，当响应从控制电路88得到的控制信号接通/断开的驱动晶体管TR16进入断开状态时，用于接通/断开功率晶体管86的驱动电路90是构成为通过经由电阻器R14与R15将电源电压Vc作用在功率晶体管86的控制极上而接通功率晶体管86的。此外，驱动装置还设置有超压保护齐纳二极管ZD14，当电源电压Vc不正常(超压)时，它将功率晶体管86的栅电压限制在低于一个预定的电压上。
在具有上述电路布置的超压保护电路94中，当主开关84在接通状态中，并且功率晶体管86在断开状态中时，蓄电池的电压VB成为超压。如果由蓄电池80供电的电源电容器C10的端电压(电源电压Vc)超过了齐纳二极管ZD11至ZD13的击穿电压，则保护晶体管TR15被接通，从而强制接通功率晶体管86。
当在出现超压期间接通功率晶体管86时，电流从蓄电池80经由功率晶体管86与主开关84流到负载82，从而负载82的端电压，即驱动装置的地电位KG，基本上等于蓄电池80的电压VB减去功率晶体管86的接通电压后的一个电压值。此时，驱动装置内的电源电压Vc对应于以地电位KG为基础的跨接辅助电源92的电源电容器C10两端的电压。然后，在这一条件下，由于在电源电容器C10的正极性上的电位变成高于蓄电池80的电位，而蓄电池80不对电源电容器C10进行充电操作，然后电源电容器C10对控制电路88与超压保护电路94的放电操作迅速降低电源电压Vc。响应这一电源电压Vc的降低，断开使用在超压保护电路94中的保护晶体管TR11，并使功率晶体管86也进入断开状态。此后，当断开功率晶体管86时，由于等于超压的蓄电池电压VB再次作用在电源电容器C10上，便提高了电源电压Vc。结果，超压保护电路成为活跃的，并接通功率晶体管86。
换言之，如上所述，当将传统的超压保护电路应用在双端型驱动装置中时，该驱动装置与振荡电路一样工作，并且周期性地接通/断开功率晶体管。
此时，振荡频率是由齐纳二极管ZD11至ZD13的结点电容与电源电容器C10的电容确定的，通常为数百KHz。例如，当由于负载切断而偶然出现长时间超压时，这一驱动装置将重复地振荡。
另一方面，图8中所示的驱动电路90的工作频率是根据电阻器R14，R15及功率晶体管86的栅电容确定的，因此当保护晶体管TR在上述振荡频率上接通/断开时，栅电压成为稳定在定义在接通保护晶体管TR时的电压与断开保护晶体管TR时的电压之间的中间电位上。结果，在这一晶体管86的内电阻成为最小值的完全饱和区中，功率晶体管86不能被驱动，从而功率晶体管86将固定在这一饱和区的半接通状态中。
结果，当长时间产生超压时，相对负载电流而言，功率晶体管86中的损耗增加了，并且晶体管86的热耗散也增加了。在最坏的情况中，有可能热损坏功率晶体管86。
本发明是为力求解决上述问题而作出的，因此其次要目的是提供一种超压保护电路。当一个双端型驱动装置驱动用作从DC电源到负载的一条电流通路中的高侧开关的功率晶体管时，这一超压保护电路能够防止功率晶体管损坏，当DC电源中偶而出现超压时，能够确切地接通该功率晶体管而不用操作作为振荡电路的驱动装置。
为了达到上述次要目的，根据本发明的第二特征的一个超压保护装置的特征在于，在拥有一个DC电源接线端及一个用于连接负载与负载接线端的负载连接开关的电流通路的上述负载驱动装置中设置有该负载接线端。这一超压保护装置用在装有一个与功率晶体管并联的辅助电源的负载驱动装置中，用于以出现在跨接该功率晶体管两端上的电压将电子电荷存储在一个电源电容器中，并用于以存储在电源电容器中的电子电荷及跨接DC电源连接线及负载连接线的两端的电压来生成一个电源电压;以及一个通过接受来自辅助电源的供电来操作的负载电路，用于根据一个外部输入的控制信号来接通/断开功率晶体管，从而驱动该负载。该超压保护装置包括超压判断装置，用于在辅助电源作用的电源电压超过一个预定的判定电压时，作出在DC电源中出现超压的判断;判定电压设定装置，用于在超压判断装置判定不出现超压时，将判定电压设定在一个第一判定电压上，并用于在超压判断装置判定出现了超压时，将判定电压设定在比第一判定电压低一个预定电压的一个第二判定电压上，直到超压判断装置此后判定出现了超压为止;以及保护装置，用于当超压判断装置判定出现了超压时，将功率晶体管接通。
在具有上述配置的超压保护装置中，根据本发明的第二特征，当辅助电源的电源电压超过预定的判定电压时，超压判断装置便判定在DC电源中偶然出现了超压。当这一超压判断装置判定出现超压时，保护装置便接通功率晶体管。在超压判断装置判定不出现超压时，判定电压设定装置便将超压判断装置中的判定电压设定在第一判定电压上。当超压判断装置判定出现了超压时，判定电压设定装置便在超压判断装置不判定出现超压之后，将判定电压设定在比第一判定电压低一个预定电压的一个第二判定电压上。
换言之，根据本发明的第二特征，在超压判断装置的判定电压中提供了一种所谓的“滞后特征”。当超压判断装置判定了DC电源的超压时，便随即将用于判定电压的电压改变到比正常判定电压(第一判定电压)低的第二判定电压上。结果，从接通功率晶体管之后直到辅助电源的电源电压降低到断开功率晶体管为止所定义的时间间隔得以延长，从而当DC电源中生成超压时，能够高速地接通/断开功率晶体管。
结果，根据本发明的第二特征，能够确保功率晶体管而不存在下述传统问题，即当在DC电源中出现偶然的超压时，便高速地接通/断开功率晶体管而使之过热，如在传统的负载驱动装置中那样。
此外，本发明的发明人已经考虑了上述负载驱动电路中的功率晶体管的热损坏。
在上述双端型负载驱动装置中，接通主开关(方向指示器开关)时，在功率晶体管两端之间基本上没有电位差。从而，即使在这一条件下，也需要采用电源电容器的辅助电源，该电源电容器是用于操作驱动电路来驱动功率晶体管的。
然而，在对应于开关元件的之一功率晶体管被断开而降低了接功率晶体管两端的电压时，辅助电源的辅助电源电压也降低了，即为利用DC电源的输出电压来生成电源电压而降低了DC电源的输出电压时，结果，当降低了DC电源的输出电压时，便使功率晶体管进入了低电压驱动状态。如果功率晶体管的驱动电压是在其内电阻为最小值的饱和区内的可驱动电压，便不存在问题。当这样降低驱动电压时，便增加了内电阻，从而增加了热耗散，而导致热损坏。
因此，本发明的第三目的为提供这样一种负载驱动装置，当降低DC电源或辅助电源的输出电压时，便停止功率晶体管的驱动操作来抑制功率晶体管的热耗散，从而便能防止功率晶体管的热损坏。
为了达到上述第三目的，本发明的第三特征为在上述负载驱动装置中采用了DC电源或辅助电源的输出电压检测装置，并且这一输出电压检测装置包含用于在降低DC电源或辅助电源的输出电压时停止功率晶体管的驱动操作的第二驱动停止装置。
根据具有本发明的上述第三特征的负载驱动装置，当DC电源的输出电压降低时，输出电压检测装置便能检测到这一输出电压的降低，然后停止功率晶体管的驱动操作。
从而，便能防止在这种低电压下驱动功率晶体管而使其内电阻增大。结果，便能防止在低电压下驱动的功率晶体管的热耗散导致的热损坏。
为了对本发明有一个更好的理解，请参阅结合附图的详细描述。
图1为根据本发明的第一实施例的负载驱动装置的电路图;
图2示意性地表示安装了本发明的所有实施例的负载驱动装置的电路图;
图3为指明图1中所示的负载驱动装置的操作的时间图;
图4为根据本发明的第二实施例的负载驱动装置的电路图，它相当于第一实施例的一个替代实例;
图5为使用在本发明的负载驱动装置中的超压保护电路的电路图;
图6为表示图5中所示的超压保护电路的操作的时间图;
图7为使用在图5的负载驱动装置中的超压保护电路的一个替代实例的电路图;
图8为图5与图7中所示的负载驱动装置的传统超压保护电路的电路图;
图9为根据本发明的第五与第六实施例的另一种负载驱动装置的电路图;
图10为表示图9中所示的负载驱动装置的操作的时间图;以及图11为图9中所示的负载驱动装置的替代实例的电路图。
下面参照附图描述根据本发明的一个实施例的负载驱动装置。
图2示意性地表示应用本创造性根据的车辆方向指示器装置的总体电路配置。图1示出用在这一方向指示器装置中的功率MOSFET(金属氧化物半导体场效应晶体管)过电流保护电路的电路图，其中的功率MOSFET相当于功率晶体管之一。
如图2中所示，根据本发明的第一实施例的车辆方向指示装置包括方向指示灯10L、10R，它们分别设置在车辆的左侧与右侧;由一位司机在必要时操作以便接通方向指示灯10L、10R中任何一个的一个方向指示开关12;以及一个N沟道功率MOSFET16。N沟道功率MOSFET是设置在由方向指示开关12、熔丝15及蓄电池14构成的一条电流通路中的，蓄电池14的电力便是通过它作用在方向指示灯10L与10R上的。由方向指示开关12连接的方向指示灯10L与10R中的任何一个，在接通方向指示开关12时便通过周期性地导通与断开这一电流通路而闪烁。为了导通/断开这一电流通路，将功率MOSFET16的漏极经由一个接线端TB连接到蓄电池14上，并将其源极经由接线端TL连接到方向指示开关12上。
将一个由电阻器R1、二极管D1及电源电容器C1构成的辅助电源连接在接线端TB与TL之间，功率MOSFET16便是连接在它上面的，并且这一辅助电源是与功率MOSFET16并联的。
在接通方向指示开关12而将接线端TL连接到方向指示灯10L与10R中任何一个上时，这一辅助电源以基本上等于在接线端TB与TL之间生成的蓄电池14的输出电压的一个电压充电电源电容器C1，并且还断开功率MOSFET16。将这一接线端之间生成的电压作为电源电压作用在负载驱动装置上。当使功率MOSFET进入接通状态，从而接通接线端TB与TL之间的电压时，将跨接电源电容器C1两端的电压作为电源电压作用在负载驱动装置上。
在电源电容器C1上连接一个由恒定电流电路IC、齐纳二极管D2及晶体管TR1构成的恒定电压电路。以这一恒定电压电路输出的恒定电压为基础，可以生成用于接通/断开控制功率MOSFET16的各种参照电压。
另一方面，在本实施例的车辆方向指示装置中设置了一个用于驱动功率MOSFET16的驱动电路31;由一个充电/放电电容器C0及电阻器R0构成的一个积分电路;以及用于生成作为上述控制信号的闪烁信号S1的一个闪烁电路22。通过在接通方向指示开关12时将充电/放电控制电压经由反相器IN1作用在积分电路上而使方向指示灯10L与10R闪烁。该车辆方向指示装置还包括一个快速放电电路24，用于通过检测方向指示开关12被断开及晶体管TR2被接通而快速放电充/放电电容器C0;如本发明的第一特征中所定义的一个过电流判断装置，该装置相当于通过检测流经功率MOSFET16的过量电流，从而禁止闪烁电路22对方向指示灯10L与10R的闪烁操作的一个电路。该车辆方向指示装置还包括一个具有一个上限电压改变装置、一个驱动停止装置的驱动停止电路26;一个用于在驱动停止电路26内生成过电流判断装置的判定电压的判定电压生成电路29;如本发明的第二特征中所定义的一个超压判断装置，该装置从辅助电源所作用的电源电压Vc中检测蓄电池电压VB的一种异常情况(超压)，从而强制接通功率MOSFET16;以及一个具有判定电压设定装置与保护装置的超压保护电路30。
必须指出，闪烁电路22是本技术中已知的，它按照下面提及的序列重复地充电/放电该充/放电电容器C0，并生成一个闪烁信号S1，在充电操作中该信号具有接通功率MOSFET16的一个低电平。即将从恒定电压电路得到的恒定电压VT细分成充/放电电容器C0的一个上限电压及一个下限电压，并将反相器IN1的输出设定在高电平上直到跨接充/放电电容器两端的电压达到上限电压为止，从而使充/放电电容器C0在一个预定的时间常量上充电。当跨接充/放电电容器C0两端的电压达到上述限电压时，便将来自反相器IN1的输出设定在低电平上，而这一端电压随即到达下限电压，从而使充/放电电容器C0在一个预定的时间常量上放电。下面将依次详细描述上述驱动停止电路，26、判定电压生成电路28、超压保护电路30、驱动电路31、及快速放电电路24的内容。
第一实施例首先，在图1中示出了由第一特征定义的发明，即装备有根据本发明的第一实施例的一个过电流保护电路的一个负载驱动装置。
图1更详细地表示图2中所示的电路中的闪烁电路22、驱动停止电路26、及判定电压生成电路28的内部电路布置。应当理解，图2中所示的相同参照数字将用于指示图1的相同电路元件，在以下的图中也是这样。
然后，作为图2中所示的闪烁电路22，根据这一实施例的车辆方向指示装置装备有一个充/放电电路。这一充/放电电路配置有一个由充/放电电容器C0及电阻器R0构成的积分电路;分压电阻器R1、R2、R3、R4，用于细分从恒定电压电路得到的输出电压VT以生成各种参照电压;以及一个比较器CO1，用于将跨接充/放电电容器CO两端的电压VOS与从电阻器R1至R4生成的参照电压进行比较，当跨接充/放电电容器C0两端的电压VOS高于参照电压时，生成一个高电平信号。这一充/放电电路还包括一个反相器IN1，用于反相从比较器CO1得到的输出信号，并将反相反的信号提供给积分电路;以及一个晶体管TR2，用于在其基极上接收经由电阻器R5的比较器CO1的输出，并用于在比较器CO1的输出成为高电平时，将细分电阻器R2与R3之间的一个结点接地。
通常，细分电阻器R3与R4之间的结点是经由一个作为参照电压改变装置工作的晶体管TR3接地的。在这一充/放电电路中，当充电与放电电容器时，上限电压VTA与下限电压VTC通常是由电阻器R1至R3生成的，以便充电与放电该充/放电电容器C0。
换言之，比较器CO1的输出为低电平直到跨接充/放电电容器C0两端的电压VOS达到细分电阻器R1及电阻器R2与R3从恒定电压电路的输出电压VT得出的上限电压VTA＝VT(R2+R3)/(R1+R2+R3)为止，在这期间，以反相器IN1输出的高电平的信号经由电阻器R0充电该充/放电电容器CO。
然后，当跨接充/放电电容器C0两端的电压VOS达到上限电压VTA时，比较器CO1输出的电平反相对高电平，从而存储在充/放电电容器C0中的电子电荷便经由电阻器R0放电到反相器IN1。
此时，由于比较器CO1的输出为高电平，晶体管TR2被接通，而将输入到比较器CO1的参照电压切换到用电阻器R1与R2细分恒定电压电路的输出电压VT而得到的下限电压VTC＝VT×R2/(R1+R2)。
结果，从跨接充/放电电容器C0两端的电压VOS一旦达到上限电压VTA之后到这一端电压VOS成为下限电压VTC之间的这一时间间隔中，比较器CO1输出的信号电平成为高电平，而连续进行充/放电电容器C0的放电操作。
此后，当跨接充/放电电容器C0两端的电压VOS到达下限电压VTC时，比较器CO1输出的信号电平改变成低电平，而进入比较器CO1的参照电压则改变成上限电压VTA。
结果，当跨接充/放电电容器CO的两端的电压VOS由于放电操作而到达下限电压VTC时，便重新充电该充/放电电容器C0直到这一端电压VOS达到上限电压VTA为止。
随即，将比较器CO1的输出作为接通/断开功率MOSFET16的驱动信号输入到构成功率MOSFET16的驱动电路的一个晶体管TR6。换言之，这一进入晶体管TR6的信号相当于图2、图5或图7中所示的闪烁信号S1。这一信号是同样应用在其它实施例中的。晶体管TR6在其基极上接受经由电阻器R13的比较器CO1的输出信号，并且在这一信号为高电平时进入接通状态，从而从电阻器R14与R15之间的一个接地的结点将辅助电源的电源电压作用在功率MOSFET16的控制极上。
这便是说，在比较器CO1的输出电平成为低电平的充/放电电容器C0的充电操作期间，晶体管TR6使功率MOSFET16接通，而在比较器CO1的输出电平成为高电平的充/放电电容器C0的放电操作期间，晶体管TR6使功率MOSFET16断开，从而功率MOSFET16响应比较器CO1的输出而周期性地接通/断开。
并且，在根据本实施例的车辆方向指示装置中还设置有作为过电流判断装置工作的另一个比较器CO2。这一比较器CO2取出对应于功率MOSFET16的源极至漏极电压VDS的一个电压“VD”(此后称作“接通电压”)，并通过检验这一接通电压VD是否超过一个过量电流判定电压Vref而判定过量电流是否流经功率MOSFET16。
需要指出，这一过量电流判定电压Vref可设定为由一个过量电流判定电压生成电路根据功率MOSFET16的用户条件(即电源电压与温度)确定的适当值，该过量电流判定电压生成电路是由一个负载电流检测电路20、一个电阻器R7及一个电阻器R8构成的。
换言之，负载电流检测电路20将恒定电压电路的输出电压VT和与从辅助电源得出的蓄电池电压成比例的电源电压进行合成，借此生成一个对应于接通功率MOSFET16时流经方向指示灯10L或10R的负载电流的电压。此外，这一负载电流检测电路20通过用电阻器R7及电阻器R8细分这一生成的电压，而生成接通功率MOSFET16时在对应的电源电压及对应的温度下流动的过量电流的过量电流判定电压Vref，这是因为这一生成的电压已经用一个二极管较正为符合对应于功率MOSFET16的温度特征的电压。
然后，在功率MOSFET16正常工作并且接通电压VD低于过量电流判定电压Vref时，该过量电流判断比较器CO2输出一个高电平的判定信号Vc从接通晶体管TR3。而在判定接通电压VD超过过量电流判定电压Verf并且有过量电流流经功率MOSFET16时，该守量电流判断比较器CO2则输出另一个低电平的判定信号Vc以断开晶体管TR3。
结果，如上所述，上限电压VTA通常是作为充/放电电容器C0的充电操作的参照电压输入到比较器CO1的。当比较器CO2判定有过量电流流经功率MOSFET16时，便将一个大于上限电压VTA的第二上限电压VTB＝VT(R2+R3+R4)/(R1+R2+R3+R4)输入到比较器CO1中。结果，当过量电流流经功率MOSFET16时，便利用比较器CO1的比较操作将充/放电电容器CO充电到超过正常上限电压VTA的第二上限电压VTB。
此外，根据本实施例的车辆方向指示装置还包括一个作为驱动停止装置工作的比较器CO3，用于将跨接以上述方式充电/放电的充/放电电容器C0两端的电压VOS与电阻器R9至R10(用于细分恒定电压电路的输出电压VT)生成并且或多或少地低于上述第二上限电压VTB的一个驱动停止判定电压VTS进行比较，当跨接充/放电电容器C0两端的电压VOS高于这一驱动停止判定电压VTS时，比较器CO3便输出一个高电平信号。这一车辆方向指示装置还包含一个电阻器R11及一个晶体管TR7，用于在比较器CO3的输出信号为高电平时，通过将功率MOSFET16的控制极经由电阻器R15接地而强制断开功率MOSFET16;以及一个电阻器R12及一个晶体管TR5，用于在比较器CO3的输出信号同样为高电平时，通过将从比较器CO1经由电阻器R13至晶体管TR6的基极的一条功率MOSFET16的驱动信号通路接地，而强制将比较器CO1的输出设定为低电平。
结果，当判定过量电流从比较器CO2流经功率MOSFET16时，便将充/放电电容器C0充电到超过正常上限电压VTA的一个电压，然后，跨接这一电容器C0两端的电压达到驱动停止判定电压VTS，断开功率MOSFET16，并将比较器CO1的输出保持在低电平上。断开了功率MOSFET16之后，继续充电该充/放电电容器C0。
根据本实施例的车辆方向指示装置还包含一个与充/放电电容器C0并联的快速放电晶体管TR4;以及一个快速放电电路24，用于在随同电源电压的降低而恒定电压电路的输出电压VT降低到一个预定的电平时，通过断开晶体管TR4而快速放电该充/放电电容器C0。
这一快速放电电路24具有这样一种功能。即当断开方向指示开关12而降低辅助电源供给的电源电压使得该装置不能在正常条件下工作时，便快速地放电该充/放电电容器C0。结果，存储在电容器C0中的电子电荷便放电到零，从而在接通方向指示开关12时，充/放电电容器C0的充电操作便从初始状态开始，并且在刚接通方向指示开关12之后，方向指示灯10L或10R便以恒定的时间间隔闪烁。需要说明，该快速放电电路24的操作将在第五实施例及以后的实施例中更详细地描述。
还需要说明，除了功率MOSFET16、电阻器R16、由电阻器R0与充/放电电容器C0构成的积分电路以及电源电容器C1以外，构成本实施例的车辆方向指示装置的电路配置中用点划线围成的电路部分是存放在一单一的IC(集成电路)部件中的。在图1中，符号“VR”表示跨接方向指示灯10R两端的电压，而符号“VL”则表示跨接方向指示灯10L两端的电压。
下面参照图3中所示的时间图描述根据第一实施例的具有上述电路配置的车辆方向指示装置的操作。在图3中，参照符号VOS、VD、Vc、VR与VL表示出现在图1的各电路部分上的电压。
如图3中所示，当一位司机打开方向指示开关12来接通方向指示灯10R，从而使之进入接通状态(RON)时，便由比较器CO1、晶体管TR2、反相器IN1等构成的充/放电电路起动充/放电电容器C0的充/放电操作。功率MOSFET16响应比较器CO1的输出通过晶体管TR6被接通/断开来使方向指示灯10R闪烁。
此时，在开始接通方向指示灯10R时，虽然功率MOSFET16的接通电压由于急促的电流而超过了过量电流判定电压Vref，并且比较器CO2输出的判定信号Vc变成表示有过量电流流经功率MOSFET16的低电平，但是由于跨接充/放电电容器C0两端的电压VOS并未达到驱动停止判定电压VTS，因此并不响应比较器CO3的输出而断开功率MOSFET16。并且由于数十毫秒后急促的电流便衰减了，比较器CO2的输出立即返回到表示功率MOSFET16正常操作的高电平，从而对方向指示灯10R的闪烁操作没有不利的影响。
再者，在方向指示灯10R的闪烁操作期间断开功率MOSFET16时，由于功率MOSFET16的源极至漏极电压VDS变成等于蓄电池电压，而比较器CO2输出的判定信号Vc具有表示过量电流流经功率MOSFET16的低电平。此时，由于充/放电电容器C0是在放电操作中，因此跨接充/放电电容器C0两端的电压VOS不会升高到高于驱动停止判定电压VTS，并且功率MOSFET16不会被比较器CO3断开。
如图3的箭头“a”所指，在接通方向指示灯10R时，即使由于噪声而使接通电压VD超过了过量电流判定电压Vref，由于跨接充/放电电容器C0两端的电压VOS不会变得高于驱动停止判定电压Vref，所以比较器CO3不会断开功率MOSFET16。
如图3的箭头“b”所示，在某些情况下，比较器CO3的输出会由于噪声而成为高电平，从而断开功率MOSFET16。在这一情况中，由于噪声消失而比较器CO3的输出返回到低电平，功率MOSFET16是在断开状态中而不被闩锁。
另一方面，如图3的箭头“c”所示，当在功率MOSFET16的接通操作期间过量电流持续流动时，比较器CO2、晶体管TR3、比较器CO1及反相器IN1的操作将充/放电电容器C0充电到高于上限电压VTA的一个电压。在跨接充/放电电容器C0两端的电压由于这一充电操作而变成高于驱动停止判定电压VTS的瞬间，比较器CO3便断开功率MOSFET16。换言之，根据本实施例，当在功率MOSFET16的接通状态期间过量电流流动时，功率MOSFET16的接通状态持续作为延迟时间的一个充电时间间隔，这一延迟时间便是跨接充/放电电容器C0两端的电压VOS从上限电压VTA到达驱动停止判定电压VTS的时间。经过这一延迟时间后，便将功率MOSFET16从接通状态切换到断开状态。
此时，由于比较器CO3保持比较器CO1在低电平上的输出，充/放电电容器C0便放电，直到跨接这一电容器C0两端的电压VOS到达反相器IN1的输出电平为止。结果，当过量电流流经功率MOSFET16时，在比较器CO3断开功率MOSFET16后，便保持这一状态。
如在本实施例中上面所述，如果在接通这一功率MOSFET16时过量电流流经功率MOSFET16，则充/放电电容器C0被充电到高于驱动停止判定电压VTS的电压。由于设定了从判定过量电流到断开功率MOSFET16的延迟时间，即使持续接通功率MOSFET16这一延迟时间加上方向指示灯10L与10R的接通时间所得到的时间间隔，这一功率MOSFET16也能足以承受热状态。在偶然出现可能立即损坏功率MOSFET16的过量电流的情况中，由于熔丝15被溶汤而不会损坏这一功率MOSFET16。
接着，如图3的箭头“d”所示，当比较器CO3使功率MOSFET16断开时，如果进入比较器CO3的驱动停止判定电压VTS由于噪声而变得高于跨接充/放电电容器C0两端的电压VOS，则比较器CO3的输出暂时地变成低电平，从而断开晶体管TR5与TR7。然而，由于充/放电电容器C0的端电压VOS此时是高于第二上限电压VTB的，比较器CO1输出一个高电平信号，借此将充/放电电容器C0放电到下限电压VTC。
结果，即使在比较器CO3断开功率MOSFET16时，由于噪声而使比较器CO3的输出暂时改变成低电平，比较器CO1的输出还是将功率MOSFET16保持在断开状态中。此时，充/放电电容器C0被比较器CO1的输出放电。但是，噪声输入时间是非常短的，当噪声消失时，比较器CO3的输出再度成为高电平，从而充/放电电容器C0的端电压VOS不会低于驱动停止判定电压VTS，而确实保持功率MOSFET16的断开状态。
再者，过量电流流经功率MOSFET16，而在比较器CO3断开功率MOSFET16之后，充/放电电容器C0的端电压VOS变成低于驱动停止判定电压VTS。这一状态是在司机关掉方向指示开关12并降低了电源电压时出现的，此后，充/放电电容器C0被快速放电电路24的操作快速放电。结果，即使司机在比较器CO3断开功率MOSFET16之后及操作快速放电电路24之前打开方向指示开关12，也不会使功率MOSFET16进入接通状态。因此，不存在重复接通方向指示开关12从而使功率MOSFET16过热并随电子地损坏的危险性。
如上所述，在根据本实施例的车辆方向指示装置中，当判定过量电流流经功率MOSFET16时，便利用充/放电电路来设定延迟时间以确定方向指示灯的闪烁间隔。当在这一延迟时间中判定过量电流流经功率MOSFET16时，便断开功率MOSFET16。结果，当由于噪声而错误地判定为出现过量电流时，便不存在断开功率MOSFET16的危险性。此外，由于没有必要采用专用的延迟电路，可以简化总体电路配置。
断开功率MOSFET16之后，便利用充/放电电路。在这一充/放电电容器C0的端电压VOS低于驱动停止判定电压VTS时，功率MOSFET的断开状态得以保持，从而在一旦断开功率MOSFET16之后，能够确实断开功率MOSFET16而不受噪声的任何影响。
由于在随同电源电压的降低而操作快速放电电路24时，便解除了功率MOSFET16的断开状态，因此在断开功率MOSFET16之后，即使重复地接通构成这一装置的电源开关的方向指示开关12，每一次进行这一开关操作时功率MOSFET16也不会断开。因此，能够防止功率MOSFET16被方向指示开关12的重复接通操作所损坏。这一点将在第五实施例以后更详细地描述。
第二实施例在上述实施例中，说明了这样一种车辆方向指示装置，其中的功率MOSFET16是响应比较器CO1的输出而被接通/断开来充电/放电该充/放电电容器C0，从而使方向指示灯闪烁的。本发明也可应用于另一种驱动装置，使得功率MOSFET16响应具有预定的负载比的一个PWM(脉冲宽度调制)信号而接通/断开，从而控制一台电机与一个灯的负载电流。关于这一电路配置，下面将参照图4加以描述。
如图4中所示，在采用功率MOSFET16来PWM控制一个负载40的情况中，除了上述第一实施例的电路配置之外，还使用一个比较器CO4。这一比较器CO4将充/放电电容器C0的端电压与通过以一个可变电阻器VR1及一个电阻器R20细分恒定电压电路的恒定电压得到的参照电压进行比较，当电容器的端电压高于等于这一参照电压时，便生成一个低电平信号。将这一比较器CO4的输出经由一个电阻器R13输入到用于驱动功率MOSFET的一个晶体管TR6。其它电路配置与上述第一实施例的相同。
与上述实施例相同，在具有上述电路配置的PWM控制驱动装置中，功率MOSFET16能够很好地得到保护而不受噪声的任何不利影响，并且例如将一台电机用作负载40时，能够进一步达到下述优点。
即，假定当响应具有短导通时间、低负载比的驱动信号而驱动该电机时，由于机械系统中的故障而机械地锁住了该电机。此时，由于功率MOSFET16的源极至漏极电压VDS升高，而使过电流判断比较器CO2的输出成为低电平，从而继续充电该充/放电电容器C0，功率MOSFET16的驱动信号的负载比变成100%，从而使电机的驱动力矩成为最大值。结果，如果出现这种电机锁住现象，该最大驱动力矩能够自动解决机械系统中的问题，从而解除电机锁住状态。
必需指出，当具有100%的负载比的驱动信号不能解除电机锁住现象，或者由于电气系统的故障而有过量电流流动时，便在充/放电电容器C0的端电压VOS超过驱动停止判定电压VTS的瞬间断开功率MOSFET16。从而能够防止功率MOSFET16被电气地损坏，并且能够防止损坏布线结构。
第三实施例参见图5，下面更详细地描述驱动电流31及超压保护电路30的电路配置。
如图5中所示，根据本实施例的驱动电路31是配置成采用驱动晶体管TR6的，该驱动晶体管TR6是响应来自类似于图8中所示的传统装置的闪烁电路22输出的闪烁信号S1而被接通/断开的，并且当驱动晶体管TR6进入断开状态(即当闪烁信号S1为低电平)时，通过将电源电压Vc经由电阻器R14与R15作用在功率MOSFET1的控制极上而接通功率MOSFET16。此外，这一驱动电路31还配备有超压保护齐纳二极管ZD4与ZD5，当电源电压Vc不正常时(出现超压)，它们能将功率MOSFET16的控制极电压限制在低于一个预定电压的电压上。
接着，本实施例的超压保护电路30根据辅助电源作用的电源电压Vc判定蓄电池电压VB的异常状态(超压)并因此而强制接通功率MOSFET16。与图8中所示的传统装置相似，这一超压保护电路30包括齐纳二极管ZD1至ZD3，当电源电压Vc达到预定的上限电压VHH时它们导通;一个保护晶体管TR12，用于强制断开驱动电路31中所用的驱动晶体管TR6，以便接通功率MOSFET16;以及电阻器R31及R32，用于在齐纳二极管被导通时有击穿电流流经齐纳二极管ZD1与ZD3而作用一个偏压在保护晶体管TR12上，从而接通保护晶体管TR12(即接通功率MOSFET)。
此外，本实施例的超压保护电路30还包括一个NPN型晶体管TR11及一个PNP型晶体管TR13。这一NPN型晶体管TR11的基极经由一个电阻器R35连接到电阻器R31与R32之间的一个结点上，其发射极是连接到这一装置的地线(地电位KG)上的，并且其集电极是经由电阻器R33与R34连接到这一装置的电源线(电源电压Vc)上的。PNP型晶体管TR13的基极连接到电阻器R33与R34之间的结点上。并且其发射极及集电极连接在齐纳二极管ZD1的两端上。
从而，在本实施例的超压保护电路30中，当电源电压Vc到达上限电压VHH时，便导通了齐纳二极管ZD1至ZD3，并接通保护晶体管TR12。与此同时，晶体管TR13被接通，而齐纳二极管ZD1的两端被晶体管TR13短接。此后，当电源电压Vc变成低于下限电压VHL时(VHL比由齐纳二极管ZD2与ZD3的击穿电压确定的上限电压VHH低齐纳二极管ZD1的击穿电压)，便保持保护晶体管TR12的接通状态，即功率MOSFET的接通状态。
现在参见图6中所示的时间图，描述采用根据本实施例的上述电路的车辆方向指示装置的操作与效果。
由于闪烁电路22的电路配置与第一实施例的相同，从而省略其说明。
首先，图6中所示的区域“A”表示闪烁电路的正常操作。
接着，如图6的区域“B”中所示，当在方向指示开关12断开的状态中偶然出现超压时，由于这一装置与蓄电池14是断开的，功率MOSFET16及这一装置的内部电路不会被这一超压电气地损坏。
另一方面，如图6的区域“C”中所示，当方向指示开关12在接通状态中并且闪烁信号S1为高电平时，即功率MOSFET16在断开状态中时，产生了超压。当电源电压Vc到达上限电压VHH时，用在超压保护电路30中的齐纳二极管ZD1至ZD3被击穿，并且保护晶体管TR12被接通，从而强制接通功率MOSFET16。在出现超压的瞬间，该超压是作用在接线端TB与TL之间的(即功率MOSFET16的源极至漏极之间)。但是在这一电压升高到接近上限电限VHH之后，功率MOSFET16便被接通，从而这一超压立即降低。
然后，如上所述，当功率MOSFET16被接通时，电源电压Vc便按照电源电容器C1的电容量及内部电路的消耗电流，逐渐地从上限电压VHH下降。
另一方面，当功率MOSFET16被接通，同时用在超压保护电路30中的两个晶体管TR11与TR13也被接通时，齐纳二极管ZD1的两端便被短接。结果，功率MOSFET16的接通状态一直继续到电源电压Vc成为下限电压VHL为止，并且在电源电压Vc下降到下限电压VHL的瞬间，重新起动功率MOSFET16的正常接通/断开控制。
在此期间，由于没有超过上限电压VHH的超压作用在功率MOSFET16及内部电路上，因此没有由于超压而电气地损坏用在这一电路中的功率MOSFET16及半导体的危险。
由于功率MOSFET16的控制极是偏置一个根据齐纳二极管ZD4与ZD5的击穿电压所定义的电压的，所以功率MOSFET16是进入一种非常良好的接通状态的。再者，由于功率MOSFET16不被高频信号接通/断开，所以没有热损坏功率MOSFET的危险，这一点是与先有技术的装置截然不同的。
随即，如图6的区域“D”中所示，当功率MOSFET16响应闪烁电路22输出的闪烁信号S1而进入接通状态时，如果偶然出现了超压，这一超压便通过构成负载的方向指示灯10L或10R之一从功率MOSFET16释放。因此，没有超压作用在功率MOSFET16与内部电路上，从而不会出现问题。
如上面详细描述的，在根据本实施例的车辆方向指示装置中，齐纳二极管ZD1至ZD3是用作判定出现超压的超压的判断装置的。当电源电压Vc到达根据齐纳二极管ZD1至ZD3的击穿电压确定的上限电压VHH时，便判定出现了超压，并因此而强制接通功率MOSFET16。再者，在接通功率MOSFET16之后，齐纳二极管ZD1的两端便被短接。超压判定电压便改变成由齐纳二极管ZD2与ZD3的击穿电压确定的下限电压VHL。时间间隔被延长了，在这一时间间隔中，功率MOSFET被接通以后，便降低了电源电压Vc，然后功率MOSFET16被断开。结果，按照本实施例，解决了在出现超压时快速地接通/断开功率MOSFET16而使功率MOSFET16过热的老问题。从而，得以确定地保护功率MOSFET。
第四实施例应当理解，在上述实施例中，为了判定出现超压，超压保护电路30是采用齐纳二极管ZD1至ZD3配置的。作为替代，这一超压保护电路30也可构成为如图7中所示那样。其中，用分压电阻器R36与R37细分电源电压Vc，并用三个分压电阻器R38至R40细分来自恒定电压电路的恒定电压VT以生成参照电压Vref(＝VHH)用于判定出现超压。利用一个比较器CO7来将参照电压Vref与分压电阻器R36与R37得出的电源电压Vc的细分后的电压VcC进行比较。当细分后的电压VcC高于或等于参照电压Vref时，便从这一比较器CO7生成一个超压判定信号(高电平)以便经由电阻器R31接通保护晶体管TR12。此外，在超压判定操作期间，晶体管TR13是通过接收来自比较器CO7的判定信号经由电阻器R41接通的，从而短接了生成参照电压Vref的分压电阻器R40，因此参照电压Vref被另一个低于正常值的参照电压Vref(＝VHL)所代替。因此，在这一修改后的实施例中也能达到上述实施例的相同效果。
由于超压保护电路30是这样配置的，与上述实施例的超压保护电路相比，能够自由地设定超压检测电压(VHH)、超压保护解除电压(VHL)及超压判定时间。此外，由于这一超压保护电路30中不存在诸如齐纳二极管之类的温度特征，超压保护便能以高精度执行。
虽然在上述实施例中，本发明的超压保护装置是应用在车辆方向指示装置中的，本发明也可应用在由双端型驱动电路驱动用作高侧开关的N沟道功率MOSFET的装置中，通过它也能得到与上述实施例相同的优点。
第五实施例下面参照图9描述本发明的第三特征的一个实施例。
在图中应当指出，由于已经随同第一实施例说明了采用充/放电电容器C0接通/断开功率MOSFET16的基本操作，因此省略了对它们的说明。在图9中，删除了电阻器R4。
图9的特征电路部分是一个低电压驱动禁止电路，该电路的构造如下即这一低电压驱动禁止电路是由下述部件配置成的一个电阻器R21及一个电阻器R22，它们细分结点TR9上由电阻器R21与R22的细分电压偏置的电位，作为本发明中所定义的输出电压检测装置工作。这一低电压驱动禁止电路还配置有一作为第二驱动停止电路工作的一个晶体管TR8，用于强制地将比较器CO1的输出电平控制在对应于这一装置内的地电位KG的一个低电平上，当电阻器R21与R22细分的电压被降低来断开晶体管TR9时，便经由电阻器R20将一个偏压作用在其上，然后将比较器CO1的输出连接到接线端TL上;以及一个电压作用禁止电路(即本实施例中的NAND(“与非”)门电路ND1)，用于根据比较器CO1的输出电平被强制设定在低电平上这一事实禁止将这一偏压作用在功率MOSFET16上。
通过采用上述低电压驱动禁止电路，由于降低了电源电容器C1的端电压，便有可能防止在低电压下驱动功率MOSFET16而随后热损坏功率MOSFET16。
应当指出，功率MOSFET16的驱动电路是由这一NAND门电路ND1;一端连接到电源电容器C1的正端、另一端连接到功率MOSFET16的控制极上的一个电阻器R13;以及一个晶体管TR7构成的。当NAND门电路ND1的输出为高电平时，这一晶体管TR7进入接通状态，然后通过将功率MOSFET16的控制极连接到对应于这一装置的接地端的接线端TL而断开该功率MOSFET16。当NAND电路ND1的输出为低电平时，晶体管TR6进入断开状态，然后通过将电源电容器C1的端电压作用在功率MOSFET16的控制极与源极之间而接通该功率MOSFET16。
实际上，在图9中所示的电路中，除了晶体管TR9之外还设置有另一个晶体管TR10，利用它来控制相当于第二驱动停止电路的晶体管TR8。此外，还采用了一个与晶体管TR8并联的快速放电晶体管TR4，它作为用于释放存储在充/放电电容器C0中的电子电荷的开关工作。
这一快速放电晶体管TR4对应于这样一个电路，当断开方向指示开关12时，便释放存储在充/放电电容器C0中的电子电荷，从而在以后接通方向指示开关12时，可以从初始化条件驱动该电路。换言之，当断开功率MOSFET16时，该快速放电电路24从作用在这一装置上的蓄电池电压VB中检测出方向指示开关12是断开的，从而接通晶体管TR4来快速放电该充/放电电容器C0。结果，在以后接通方向指示开关12时，充/放电电容器C0的充电操作便从没有电荷的初始条件开始，以便在刚接通方向指示开关12之后，便使方向指示灯10L或10R之一以恒定的时间间隔闪烁。
应当指出，当恒定电压电路输出的恒定电压VT成为低于一个预定的电压而这一装置不能在正常条件下工作时，可用这一快速放电电路24来快速放电该充/放电电容器C0。
下面说明如何在图9中所示的一个所谓“双端型”车辆方向指示装置中确切地检测出方向指示开关12是断开的。
这便是说，在接通方向指示开关12而使功率MOSFET16进入断开状态时，便在接线端TB与TL之间产生能够驱动晶体管的电压。当断开方向指示开关12时，接线端TB与TL之间不产生电压。并且，在接通方向指示开关12而使功率MOSFET进入断开状态时，在接线端TB与TL之间产生的电压基本上等于蓄电池电压。
这样，根据本实施例，便有可能通过以用电阻器R21或R22生成一个对应于接线端TB与TL之间的电压的偏压，然后将这一偏压作用在晶体管TR9的基极上的方式来检验晶体管TR9是否断开而判定接线端TB与TL之间的电压是否低于一个预定的电压。晶体管TR10是与功率MOSFET16一起接通/断开的，因此便有可能从这一接通/断开状态中判定功率MOSFET16的接通/断开状态。当各晶体管TR9与TR10进入断开状态时，便可判定方向指示开关12的断开状态或者蓄电池电压的降低状态，从而接通快速放电晶体管TR4(此时，也接通禁止驱动功率MOSFET16的晶体管TR8)。
还需指出，除了功率MOSFET16、电阻器R16、由电阻器R0与充/放电电容器C0构成的积分电路以及电源电容器C1以外，在构成本实施例的车辆方向指示装置的电路配置中用图9中的点划线围成的电路部分是放置在一个单一的集成电路部件中的。这一点是与图2相同的。在图9中，符号“VB”表示跨接方向指示灯10R的端点的电压，而符号“VL”则表示跨接方向指示灯10L的端点的电压，符号“Vc”表示跨接电源电容器C1两端的电压。
下面参照图10中所示的时间图描述具有根据第一实施例的上述电路配置的车辆方向指示装置的操作。在图10中，参照符号VOS、VQ、Vc、VR及VL表示出现在图1的各电路部分上的电压。
如图10中所示，当司机打开方向指示开关12来接通方向指示灯10R并从而使之进入接通状态(RON)时，如果蓄电池电压VB没有达到预定的电压VTD，则晶体管TR4与TR8都进入接通状态，因而短接了充/放电电容器C0的两端，并且还将比较器CO1的输出控制在低电平上。结果，如果蓄电池电压是低的，则不接通功率MOSFET16，并将该低电压作用在功率MOSFET16的控制极上，因此便有可能防止热损坏功率MOSFET16。
接着，如果蓄电池电压升高并达到一个预定的电压VTD，则两个晶体管TR4与TR8都在断开状态中。由于此时充/放电电容器C0的端电压VOS为0伏，比较器CO1的输出成为高电平。此后，这一比较器CO1的输出充电该充/放电电容器C0直到其端电压VOS达到上限电压VTA为止。
在开始这一充电操作时，由于充/放电电容器C0的端电压VOS等于0伏，起动比较器CO5的输出成为低电平。这一情况持续从开始充电操作后直到充/放电电容器C0的端电压VOS到达起动电压VTB为止的一个预定的时间间隔。结果，在充/放电电容器C0的充电操作开始到该预定的时间间隔过去为止，不接通功率MOSFET16。预定的时间间隔过去后，便接通功率MOSFET16。
接着，当充/放电电容器C0的充电操作开始后，并且预定的时间间隔TD也已经过完，则起动比较器CO5的输出变成高电平，然后，功率MOSFET16便响应按照上述振荡电路变化的比较器CO1的输出周期性地接通/断开。而方向指示灯10R便响应这种接通/断开状态而闪烁。
此后，当这一闪烁操作期间断开方向指示开关12时，即使功率MOSFET16在断开状态中，接线端TB与TL之间也不会产生电压。晶体管TR9与TR10判定了这一情况，因而将晶体管TR4与TR8控制在接通状态上。
结果，当方向指示开关12从接通状态切换到断开状态时，晶体管TR4便快速地放电该充/放电电容器C0，而使这一电容器的端电压成为0伏。此外，由于晶体管TR8将比较器CO1的输出控制在低电平上，功率MOSFET16也进入了断开状态。
如上所述，当将方向指示开关12切换到断开状态后，司机打开这一方向指示开关12来接通方向指示灯10R或10L而使方向指示开关12进入接通状态(RON或LON)时，如果蓄电池电压达到预定的电压VTD，振荡电路便起动充/放电电容器C0的充电操作。
此时，由于直到充/放电电容器C0的端电压VOS到达起动电压VTB为止，起动比较器CO5的输出是低电平的，在接通方向指示开关12之后经过了一个预定的时间间隔TD，便使功率MOSFET16进入接通状态。此后，在经过了一个恒定的时间间隔之后充/放电电容器C0的端电压VOS成为上限电压VTA的瞬间，便断开这一功率MOSFET16。
从而，根据这一第五实施例，当蓄电池电压达到预定的电压VTD时，在方向指示开关12进入接通状态之后便立即开始方向指示灯10L或10R的点火定时，并且点火时间能够持续保持稳定。
在方向指示开关12进入接通状态而使振荡电路起动充/放电电容器C0的充电操作，到这一电容器的端电压VOS达到起动电压VTB之间的一个预定的时间间隔TD中，为什么要用起动比较器CO5的操作来禁止功率MOSFET16的驱动操作的理由，是为了在这一禁止时间间隔中能够确保将足以驱动这一装置的电子电荷存储进电源电容器C1中。作为这一时间间隔TD，将它设定为能够至少将要消耗的电子电荷充电进电源电容器C1中的一个时间间隔，以便在接通功率MOSFET16时提供电源电压。
结果，根据本实施例，即使在完全放电了电源电容器的条件下接通方向指示开关12，当接通功率MOSFET16时也能放出存储在电源电容器C1中的电子电荷。不存在功率MOSFET16的接通时间变得不稳定的危险。因此，能够持续地进行功率MOSFET16的稳定的接通/断开控制。
第六实施例根据这一第六实施例的车辆方向指示装置包括分压电阻器R17与R18，用于细分恒定电压电路的输出电压VT以便生成一个略为低于下限电压VTC的参照电压(起动电压)VTB’。此外，这一车辆方向指示装置还采用一个起动比较器CO5，用于将电阻器R17与R18细分的起动电压VTS’＝VT×R18/(R17+R18)与充/放电电容器C0的端电压VOS进行比较。当这一端电压VOS低于起动电压VTB’时，这一起动比较器CO5便输出一个低电平信号，而当端电压VOS高于起动电压VTB’时，则输出另一个高电平信号。在这一车辆方向指示装置中，起动比较器CO5的输出被输入至NAND门电路ND1中，因此与振荡比较器CO1的输出无关，NAND门电路ND1的输出信号必定是高电平的直到充/放电电容器C0的端电压VOS达到起动电压VTB’为止。从而断开功率MOSFET16。
换言之，根据这一第六实施例，到达驱动晶体管TR6的闪烁信号S1(驱动信号)可以通过“与非”选通下述两个信号而得到，一个是通过用反相器IN2反相比较器CO1的输出信号生成的，另一个是比较器CO5输出的。
第七实施例应当指出，在上述第五实施例中，采用了一个判定电路，作为用于根据断开功率MOSFET16时接线端TB与TL之间的电压，判定方向指示开关12的断开状态以及蓄电池电压的降低状态两者的判定电路，它是由用于判定接线端TB与TL之间的电压的晶体管TR9;以及用于判定功率MOSFET16的断开状态的晶体管TR10配置成的。由于在接通功率MOSFET16时在这一判定电路中不能进行判定操作，所以在功率MOSFET16的接通状态中断开方向指示开关12时，这一判定电路检测不出这一情况，从而便不能快速地放电该充/放电电容器C0。
为了快速地检测出与功率MOSFET16无关的方向指示开关从接通状态至断开状态的切换操作，如图11中所示可采用一个判定比较器CO6。这一判定比较器CO6将经由电阻器R25输入的出现在二极管D1与电阻器R15之间的一个结点上的电压与使用电阻器R26与R27细分恒定电压电路的恒定电压VT得到的参照电压进行比较。然后，当这一结点电压低于参照电压时，即接线端TB与TL之间的电压低于参照电压时，这一判定比较器CO6便输出一个高电平信号。
换言之，如果在接通功率MOSFET16时方向指示开关12处于接通状态中，则用于接通方向指示灯10L或10R的电流便在接线端TB与TL之间流动。结果，当断开方向指示开关12时，即使在接线端TB与TL之间产生一个非常低的电压，也不会有电流在接线端TB与TL之间流动，因此不会产生这一非常低的电压。结果，如图11中所示，如果进行这一测定，便能判定方向指示开关12的接通至断开切换操作而与功率MOSFET16的接通/断开状态无关，因此充/放电电容器C0得以快速放电。这便是说，用电阻器R26与R27产生了一个非常低的参照电压，判定比较器CO6通过检测电阻器R16与二极管D1之间的结点电压是否低于这一非常低的参照电压来判定方向指示开关12的断开状态。然后，响应来自这一判定比较器CO6的高电平信号，接通晶体管TR4与TR8。
应当理解，即使在接通功率MOSFET16时这一判定比较器CO6能够判定方向指示开关12的断开状态，这一判定比较器CO6都不能判定蓄电池电压的下降情况。因此，如图1的第一实施例，为了判定蓄电池电压的下降情况来停止功率MOSFET16的驱动操作，必须采用另一种判定电路。这一判定电路能在功率MOSFET16的断开状态期间，从接线端TB与TL之间的电压中判定蓄电池电压的下降情况。
图11中示出了根据第二实施例的车辆方向指示装置的电路配置，其中已将图9中所示的用在车辆方向指示装置中的、由晶体管TR9与TR10构成的判定电路改变成由判定比较器CO6构成的上述判定电路。由于除了上述电路部分以外的其余电路部分是完全和图1中所示的方向指示装置的相同的，便用图1中所用的相同参照数字来指示它们，并省略它们的描述。
权利要求
1.一种负载驱动装置，包括一个充/放电电容器；一个充/放电电路，用于以跨接电容器的电压在一个预置的上限电压与一个预置的下限电压之间变化的方式、在一个预定的时间常量上充/放电该电容器；一个驱动电路，用于在该充/放电电路使电容器充电，或者在跨接电容器的电压高于或等于上限电压与下限电压之间的一个预定电压时，接通一个与一条将一个电流从DC电源提供给负载的电流通路串联的功率晶体管；过电流判断装置，用于判定跨接连接在上述电流通路上的功率晶体管的两端的电压是否超过一个过量电流判定电压；上限电压改变装置，用于当所述过电流判断装置判定了所述端电压超过所述过量电流判定电压时，将所述充/放电电路在其上停止电容器的充电操作并开始其放电操作的上限电压改变到通常高于驱动停止判定电压的一个值；以及第一驱动停止装置，用于通过判断所述跨接电容器的两端的电压是否高于或等于所述驱动停止判定电压，当所述跨接电容器的两端的电压成为高于或等于所述驱动停止判定电压时，强制断开该功率晶体管，并且进一步将所述充/放电电路保持在电容器的充电状态中。
2.权利要求1所提出的一种负载驱动装置，其中所述过电流判断装置生成一个对应于流经所述负载的负载电流的电压，并进一步将所述电压校正到适应于所述功率晶体管的温度特征的电压。
3.权利要求1或2所提出的一种负载驱动装置，其中所述电流通路是具有一个DC电源接线端及一个负载接线端，并且在所述负载接线端上设置有用于连接所述负载接线端与负载的一个负载连接开关;在负载驱动装置中采用了整体上超压保护装置，该超压保护装置配备有一个与所述功率晶体管并联的辅助电源，用于用跨接所述功率晶体管两端出现的电压将电子电荷存储进一个电源电容器，及用于用存储在所述电源电容器及跨接所述DC电源与所述负载接线端的电压生成一个电源电压;以及一个通过接受所述辅助电源提供的电力而操作的负载电路，用于响应外部输入的一个控制信号接通/断开所述功率晶体管，借此驱动所述负载;超压判断装置，用于当所述辅助电源作用的电源电压超过一个预定的判定电压时，作出在所述DC电源中偶然出现超压的判定;判定电压设定装置，用于在所述超压判断装置不判定出现所述超压时，将所述判定电压设定在第一判定电压上，及用于在所述超压判断装置判定出现所述超压时，将所述判定电压设定在一个比所述第一判定电压低一个预定的电压的第二判定电压上，直到所述超压判断装置判定出现所述超压为止;以及保护装置，用于当所述超压判断装置判定出现所述超压时，接通所述功率晶体管。
4.权利要求1至3中任何一项所提出的一种负载驱动装置，其中为所述DC电源或所述辅助电源设置了输出电压检测装置;以及当所述输出电压检测装置检测出所述DC电源或所述辅助电源的输出电压的降低状态时，所述输出电压检测装置便停止所述功率晶体管的驱动操作。
5.权利要求4所提出的一种负载驱动装置，其中当所述输出电压检测装置检测出DC电源或辅助电源的输出电压的降低状态时，所述第二驱动停止装置通过改变所述充/放电电路的输出来停止所述功率晶体管的驱动操作。
6.权利要求4或5所提出的一种负载驱动装置，其中设置了状态检测装置，它用所述输出电压检测装置检测输出电压的降低状态，并且还检测所述功率晶体管的接通/断开状态;以及当所述状态检测装置检测出所述功率晶体管的断开状态时，便快速放电所述充/放电电容器。
7.权利要求4或6中任何一项所提出的一种负载驱动装置，还包括一个驱动信号输出禁止电路，用于当所述充/放电电容器的端电压成为低于或等于在所述充/放电操作中变化的两个不同电压值以下的一个预定的电压时，禁止将所述功率晶体管的驱动信号从所述充/放电电路输出到所述功率晶体管的所述驱动装置。
全文摘要
用在车辆方向指示装置中的不受过电流与超压影响的负载驱动装置，包括一充/放电电容器；一充/放电电路，用于以跨接电容器的电压在预置的上限电压与下限电压之间变化的方式，在一预定时间常量上充/放电该电容器；一驱动电路，用于接通一与一条电流通路串联的功率晶体管；过电流判断装置，用于判定跨接在上述电流通路上的功率晶体管两端的电压是否超过一过电流判定电压。还包括上限电压改变装置；及第一驱动停止装置。
文档编号H02H7/20GK1108828SQ94117028
公开日1995年9月20日 申请日期1994年9月27日 优先权日1993年9月27日
发明者石川富久夫, 小西秀一, 中村克己, 池本秀行, 石田俊男 申请人:日本电装株式会社