Vhf电路的控制方法、vhf电路及其电源扩展架构的制作方法
【技术领域】
[0001] 本发明属于功率变换技术领域，特别涉及以氮化镓（GalliumNitride,GaN)器件 为开关器件的DC-DC功率变换技术领域的VHF电路的控制方法、VHF电路及其电源扩展架 构。
【背景技术】
[0002] 随着电力电子技术的发展，功率变换器正向高频化方向发展。传统功率变换器的 工作频率一般为几十千到几百千赫兹，动态响应慢，同时储能元件（如电容、电感）的体积 和重量相对较大，很大程度上降低了变换器的功率密度。而工作频率的提高能够有效加快 变换器的动态响应速度以及变换器的功率密度。因此，变换器高频化、高功率密度化是功率 变换器的发展趋势。
[0003] 随着基于第3代半导体材料的宽禁带半导体器件的推出，功率变换器的工作频率 以及变换器效率都得到了显著提升。作为宽禁带半导体器件的典型代表，氮化镓（Gallium Nitride，GaN)器件具有极小的导通电阻和寄生电容，与同等条件下的硅器件相比其对应的 导通损耗和驱动损耗会大大降低，所以把GaN器件作为主开关管与同步整流管运用到超高 频（VeryHighFrequency，缩写为VHF，为简洁起见，以下简称为"VHF"）电路中是有现实 意义的。尽管GaN器件具有很多的优点，但是GaN器件在VHF电路中的使用还存在着很多 待解决的问题。与传统的硅器件不同，GaN器件没有反偏二极管，在未加驱动电压，电流反 向流过GaN晶体管的时候，需要依靠反向导通机制来使得电流导通，由此引起的反向导通 压降会很高，大约是常见硅M0S管反偏二极管导通电压的两倍，反向导通损耗很大。
[0004] 而另一方面，VHF电路中主开关管在固定占空比条件下工作，并且通过滞环控制 的方式稳定输出电压。采用这一控制方式的超高频电路存在的问题是，随着输入电压的上 升，同步整流管会出现提前开通的现象，并且两只开关管的反向导通时间均变长、反向导通 损耗均变大。对于一台输入电压范围在18-36V之间的VHF直流变换器，图1与图2分别 给出了电路闭环后18V输入及36V输入时同步整流管的驱动电压及DS两端电压波形。在 VHF电路中，为了减小器件的开关损耗，往往希望器件能够实现软开关，希望器件的电压、电 流能够自然到零。观察图1发现，当输入电压为18V时，同步整流管电压能够自然到零、实 现软开关，并且同步整流管没有反向导通，无反向导通损耗。观察图2发现，当输入电压为 36V时，同步整流管硬开通，同步整流管电压并没有自然到零，具有很大的开关损耗；并且 同步整流管的反向导通时间达到15ns，超过整个导通时间的25%，产生很大的反向导通损 耗。为了解决同步整流管的硬开通问题，一般采取的措施是给同步整流管的驱动一个延时 信号，使得同步整流管DS两端电压与其驱动电压能够匹配起来，并且输入电压越大时同步 整流管驱动电压的延时时间也就越长。图3给出了，36V输入时对同步整流管驱动电压做精 确延时后同步整流管的驱动电压及其DS两端的电压波形，观察图3发现，通过对驱动电压 做精确的延时以后，可以避免同步整流管的硬开通的现象，但是此时同步整流管仍有12ns 的反向导通时间，仍然具有很大的反向导通损耗。图4与图5分别表示电路闭环后18V输 入和36V输入时主开关管DS两端电压波形，观察图5发现，36V输入时主开关管的反向导通 时间达到5ns，超过整个导通时间的10%，造成很大的反向导通损耗。
[0005] 综上，如何避免同步整流管与主开关管的反向导通损耗随着输入电压的上升而增 加是把GaN器件运用到VHF电路中亟待解决的问题。
【发明内容】
[0006] 有鉴于此，本发明的目的是：提出一种新的VHF电路的控制方法，用来解决VHF电 路闭环工作中由于输入电压升高而引起的同步整流管与主开关管反向导通损耗增加的问 题，从而使得基于GaN器件的VHF变换器在较宽的电压输入范围内都具有较高的效率。其 本质是解决VHF电路闭环工作中同步整流管与主开关管的反向导通时间随输入电压升高 而变长的问题。
[0007] 与此相应，本发明的另一个目的是，提出一种新的VHF电路，能够解决VHF电路闭 环工作时，随着输入电压上升而产生的同步整流管以及主开关管反向导通时间变长的问 题，减小了同步整流管及主开关管的反向导通损耗，保证了宽电压输入范围内VHF变换器 的高效率。
[0008] 本发明还有一个目的是，提出一种基于新的VHF电路的电源扩展架构，能够利用 多个GaNVHF直流变压器串或者并联的方法实现电源架构高电压或大电流输出的功能。
[0009] 通过对VHF谐振电路的分析，发现当VHF电路开环工作时，由于其整个网络的阻抗 不变，电路中各点电压的幅值会随着输入电压发生改变，但各点电压的相位并不随着输入 电压发生改变。如果在全负载范围内能够实现电路中滞环控制输入端的各点电压的幅值跟 随输入电压或输出电压等比例地变化，使VHF电路工作在与开环时相似的状态下，以此保 证闭环后主电路中各点电压的相位不随输入电压发生改变，从而使得开关管DS两端电压 的相位与其驱动电压的相位始终能够很好的匹配起来，那么随着输入电压上升而产生的同 步整流管的硬开通现象及两只开关管反向导通时间变长的问题就能得到解决。此时该VHF 电路的直流变换器工作模式，就变为一种叠加了直流变压器控制模式的直流变换器，或者 说，此时VHF电路本身就等效为一种VHF直流变压器。
[0010] 根据VHF谐振变换器的上述特点，本发明所采用的技术方案是：
[0011] -种VHF电路的控制方法，应用于VHF电路的滞环控制输入端，该方法在VHF电路 的直流变换器工作模式基础上，叠加直流变压器控制模式，所述直流变压器控制模式，在全 负载范围内，使滞环控制输入端的各点电压的幅值跟随输入电压等比例地变化，使主电路 中各点电压的相位不随着输入电压的变化而发生改变，从而使得氮化镓器件DS两端电压 的相位与其驱动电压的相位始终能够匹配，，以避免VHF电路因输入电压Vin的上升而引起 的氮化镓器件的反向导通时间变长。
[0012] 优选的，所述直流变压器控制模式，是将全输入范围内变化的输入电压转换为等 比例变化的电压，并将等比例变化的电压传输给滞环控制模块的参考输入端；所述等比例 变化的电压，是电压的幅值跟随输入电压等比例变化的电压。
[0013] 优选的，所述直流变压器控制模式，是将全负载范围内变化的输出电压转换为等 比例变化的电压，并将等比例变化的电压传输回滞环控制模块的反馈输入端；所述等比例 变化的电压，即电压的幅值跟随输出电压等比例变化的电压。
[0014] 本发明还提供一种VHF电路，包括用于控制VHF电路的稳压的滞环控制模块，所述 滞环控制模块的输入端包括参考输入端和反馈输入端，还包括电压等比例变化模块，电压 等比例变化模块设于输入电压端，即电压等比例变化模块的输入端与输入电压Vin连接， 电压等比例变化模块的输出端与滞环控制模块的参考输入端连接，用以将全输入范围内变 化的输入电压转换为等比例变化的电压，并将等比例变化的电压传输给滞环控制模块的参 考输入端；所述等比例变化的电压，是电压的幅值跟随输入电压等比例变化的电压。
[0015] 优选的，所述电压等比例变化模块，还设于反馈电压端，即电压等比例变化模块的 输入端与输出电压Vo连接，电压等比例变化模块的输出端与滞环控制模块的反馈输入端 连接，用以将全负载范围内变化的输出电压转换为等比例变化的电压，并将等比例变化的 电压传输给滞环控制模块的反馈输入端；所述等比例变化的电压，是电压的幅值跟随输出 电压等比例变化的电压。
[0016] 优选的，所述电压等比控制模块，由分压电路、线性光耦和差分放大电路构成，输 入电压Vin经分压电路分压后，输入到线性光耦，实现隔离与电压的等比例放大，最后将线 性光耦的差模输出电压通过一级差分放大电路进行等比例的放大，得到滞环控制模块的参 考电压Vref，此时的参考电压跟随输入电压等比例地变化。
[0017] 优选的，所述分压电路，是由电阻1?9、1?10、1?11、1?12、滤波容(：1及运算放大器41构 成的同相比例放大器，电阻R11的一端作为电压等比例变化模块的输入端，电阻R11的另 一端连接运算放大器A1的同相输入端；运算放大器A1的反向输入端通过电阻R9接地；运 算放大器A1的输出端作为分压电路的输出端；电阻R10并联在运算放大器A1的反向输入 端与输出端之间；电阻R11的另一端还分别通过电阻R12及电容C1接地；所述差分放大电 路，是由电阻Rl、R6、R7、R8及运算放大器A2构成，电阻R1的一端作为差分放大电路的同 相输入端，电阻R1的另一端分别与运算放大器A2的同相输入端及电阻R6的一端连接，电 阻R6的另一端接地；电阻R7的一端作为差分放大电路的反相输入端，电阻R7的另一端分 别与运算放大器A2的反向输入端及电阻R8的一端连接，电阻R8的另一端连接运算放大器 A2的输出端，同时运算放大器A2的输出端作为差分放大电路的输出端。
[0018] 优选的，所述电压等比例变换模块，由分压电路、调制电路、隔离器和解调电路构 成，分压电路，将不同电压等比例地缩小为电压VI，并将电压VI传输给调制电路；调制电 路，将电压VI进行调制，并将调制信号V2传输给隔离器；隔离器，将调制信号V2经数字隔 离器隔离后传输给