一种双向多端口非隔离直流变换器及其控制方法
【技术领域】：
[0001] 本发明涉及一种非隔离直流变换器及其控制方法，更具体涉及一种双向多端口非 隔离直流变换器及其控制方法。
【背景技术】：
[0002] 随着智能电网的不断发展，微电网技术是现在电网技术发展的新方向，它的出现 为解决大电网的很多问题带来了巨大的便利和契机，同时还为各种分布式电源的利用和开 发提供了新的思路。作为微电网技术的分支，直流微电网技术W其独特的优势逐渐走入人 们的视野。它具有高稳定性、控制方法简单、便于电源接入W及易于实现等优点，被很多需 要高供电可靠性的用电场合所采用。
[0003] 在直流微电网技术中，直流变换器起到相当重要的作用，双向直流变换器能实现 能量的双向传输，它的输入输出电压极性不变，但输入输出电流方向可W改变；而直流变换 器在微网应用中存在W下几个问题；1、高压直流系统对地绝缘问题；2、不同电压等级直流 源接入变换器的兼容性；3、容量直流变换系统兀余性设计。为了解决上述问题，提出一种双 向多端口非隔离直流变换器及其控制方法。
【发明内容】
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[0004] 本发明的目的是提供一种双向多端口非隔离直流变换器及其控制方法，本申请的 变换器由多个模块化直流变换器组成，每个端口均可实现能量的双向流动，可W根据需求 控制指定端口的电压或者功率。
[0005] 为实现上述目的，本发明采用W下技术方案；一种双向多端口非隔离直流变换器， 所述直流变换器包括至少两个其中一端与微电网连接的直流变换器模块；所述直流变换器 模块包括两个串联的上管模块、下管模块、与所述上管模块并联的电容Cl和与所述下管模 块并联的电容C2 ;所述上管模块包括串联的上管开关Tl和下管开关T2且所述下管开关T2 并联电容C3 ;所述下管模块包括串联的上管开关T3和下管开关T4且所述上管开关T3并 联电容C4.
[0006] 本发明提供的一种双向多端口非隔离直流变换器，所述上管开关Tl与二极管Dl 反向并联；所述下管开关T2与二极管D2反向并联；所述上管开关T3与二极管D3反向并 联；所述下管开关T4和与二极管D4反向并联。
[0007] 本发明提供的一种双向多端口非隔离直流变换器，在所述下管开关T2中的集电 极和所述电容C3对应的连接端间设有电感L1。
[0008] 本发明提供的另一优选的一种双向多端口非隔离直流变换器，在所述下管开关T3 中的发射极和所述电容C4对应的连接端间设有电感L2。
[0009] 本发明提供一种包含上述技术方案的直流变换器的控制方法，所述控制方法包括 母线电压控制过程和母线电流控制过程；所述母线电压控制过程包括正母线电压控制过程 和负母线电压控制过程；所述母线电流控制过程包括正母线电流控制过程和负母线电流控 制过程。
[0010] 本发明提供的一种控制方法，所述正母线电压控制过程包括W下步骤：
[0011] (1-1)接收恒压控制指令W及恒压控制指令值Vdref;
[001引 （1-2)通过模数转换电路采样电压反馈值Vww和iuoo;
[001引 （1-：3)确定电压环PI参数kp_。和ki_。；
[0014] (1-4)确定电压闭环PI控制输出电流指令idf。，；
[001引 （1-5)若所述idfef> 0,所述直流变换器工作在buck模式，确定a_buck，控制Tl的PWM占空比，T2封闭；
[0016]若所述idref《0,所述直流变换器工作在boost模式，确定a_boost，控制T2的 PWM占空比，Tl封闭；
[0017] (1-6)根据所述直流变换器的工作模式W及相应占空比发出PWM驱动Tl和T2信 号，返回步骤（1-1)。
[001引本发明提供的一种控制方法，所述负母线电压控制过程包括W下步骤：
[0019] (2-1)接收恒压控制指令W及恒压控制指令值Vdref;
[0020] (2-。通过模数转换电路采样电压反馈值ViW，iww;
[0021](2-3)确定电压环PI参数kp_。和ki_。；
[0022] (2-4)确定电压闭环PI控制输出电流指令idref;
[0023](2-5)若所述idref> 0,所述直流变换器工作在buck模式，确定a_buck，控制T4 的PWM占空比，T3封闭；
[0024] 若所述idref《0,所述直流变换器工作在boost模式，确定a_boost，控制T3的 PWM占空比，T4封闭；
[0025] (2-6)根据所述直流变换器的工作模式W及相应占空比发出PWM驱动T3和T4信 号，返回步骤（2-1)。
[0026] 本发明提供的又一优选的一种控制方法，所述正母线电流控制方法过程包括W下 步骤：
[0027](3-1)接收恒电流控制指令W及电流控制指令值IdfCf;
[0028] (3-2)通过模数转换电路采样电压反馈值;
[0029] (3-3)若所述idref> 0,所述直流变换器工作在buck模式，确定a_buck，控制Tl 的PWM占空比，T2封闭；
[0030] (3-4)若所述idref《0,所述直流变换器工作在boost模式，确定a_boost，控制 T2的PWM占空比，Tl封闭；
[0031] (3-?根据所述直流变换器的工作模式W及相应占空比发出PWM驱动Tl和T2信 号，返回步骤（3-1)。
[0032] 本发明提供的又一优选的一种控制方法，所述负母线电流控制方法过程包括W下 步骤：
[003引 （4-1)接收恒电流控制指令W及电流控制指令值Idf。：；
[0034] (4-2)通过模数转换电路采样电压反馈值iWW;
[0035](4-3)若所述idref> 0,所述直流变换器工作在buck模式，确定a_buck，控制T4 的PWM占空比，T3封闭；
[0036](4-4)若所述idref《0,所述直流变换器工作在boost模式，确定a_boost，控制 T3的PWM占空比，T4封闭；
[0037] (4-5)根据所述直流变换器的工作模式W及相应占空比发出PWM驱动T3和T4信 号，返回步骤（4-1)。
[003引本发明提供的又一优选的一种控制方法，:所述步骤（1-3)和步骤（2-3)中的电压 环PI参数kp。和ki。通过下式确定：
[0040] 其中，kp。为电压环比例系数，ki。为电压环积分系数；Kpu、Kpi、Ki。和K。均为常数， Vdf。，电流外环指令值，ViW直流公共母线电压第k次采样值，Umi。为电压偏差绝对值最小值， Um。、；为电压偏差绝对值最大值；
[0041] 所述步骤（1-4)和步骤（2-4)中的电流指令idw通过下式确定：
[0043] 的似=Vd巧广Vi(k)
[0044] 其中，idfef:为内环电流指令，L;采样周期；
[0045] 所述步骤（1-5)和步骤（2-5)中的a_buck通过下式确定：
[0046] 当idref> 0 时：
[004引 Gi似=Vi-Vo
[004引其中，a=PWM占空比，Kpi;电流内环比例系数，K。；电流内环积分系数，Vi;输入电 压，V。；输出电压；
[0050] 所述步骤（1-5)的a_boost通过下式确定：
[005"当idref《0 时：
[005引 Gi似=Vi-Vo
[0054] 所述步骤（2-5)的a_boost通过下式确定：
[00巧]当idref> 0 时：
[0057] Gi似=Vi-Vo。
[005引本发明提供的又一优选的一种控制方法，所述步骤（3-3)和步骤（4-3)中的a_buck通过下式确定：
[0059]当idref> 0 时：
[006。 6i(k) =Vi_v。
[0062] 所述步骤（3-4)的a_boost通过下式确定：
[006引 当idref《0时：
[00 巧]Gi似=Vi-Vo
[0066] 所述步骤（4-4)中的a_boost通过下式确定：
[0067] 当idref> 0 时：
[006引 Gi似=Vi-Vo。
[0070] 本发明提供的又一优选的一种控制方法，当双向直流变换器正极正向工作时，所 述Tl和D2配合工作，直流处于Buck模式；当Tl导通时，电容Cl侧电压加到二极管Dl、 电感Ll和输出电容C3上，故二极管D2截止；此时加在电感Ll上的电压为Vi+〉Vo+，故电 感电流线性增加能量W磁场能的形式存储在电感Ll中，并同时向输出电压Vo侧充电；当 Tl关断时，电感电流通过二极管D2续流，电感电流线性减小，电感Ll的储能向电容C3 转移；
[0071] 当双向直流变换器负极正向工作时，T4和二极管D3配合工作，直流处于Buck降 压模式；当T4导通时，电容C2侧电压加到二极管D4、电感L2和输出电容C4上，故二极 管D3截止；此时加在电感L2上的电压为Vi〉V0，故电感电流线性增加能量W磁场能的形 式存储在电感L2中，并同时向输出电压Vo侧充电；当T4关断时，电感电流通过二极管D3 续流，电感电流线性减小，电感L2的储能向电容C4转移。
[0072] 本发明提供的又一优选的一种控制方法，当双向直流变换器正极反向工作时，T2 和二极管Dl配合工作，所述直流变换器处于boost模式；所述T2导通时，电容C3全部加到 电感上，电感电流线性增加，电能W磁场能的形式存储在电感Ll中，二极管Dl截止；当T2 关断时，电感电流通过二极管Dl向输入电压Vi侧流动，电容C3和电感Ll上的储能向电 容Cl转移，即给Cl充电。
[0073] 当双向直流变换器负极反向工作时，T3和二极管D4配合工作，直流处于boost 模式；T3导通时，电容C4全部加到电感上，电感电流线性增加，电能W磁场能的形式存储 在电感L2中，二极管D4截止；当T3关断时，电感电流通过二极管D4向输入电压Vi侧流 动，电容C