只要将切换器25切换至“H” 一侧，切换为利用速度电动势的无传感器驱动，也能够实现如现有技术那样的速度控制。该切换速度ω r0也依赖于PM马达的特性，在5 %?15%左右的范围内。
[0117]图16表示使用本实施例的情况下的起动波形。图16(a)是包含转子的机械系统的惯性较小的情况下的从零开始的起动波形。从起动开始时刻t0起至达到速度ωι.0的tl为止，将电流控制成一定值10地加速，之后，通过切换器25切换电流指令，速度控制器24开始动作。切换后，转速随着速度控制器的设定响应而上升，与速度指令ωΓ*—致。如图所示，在惯性较小的情况下，以恒流一下子加速，一瞬间通过低速范围。
[0118]与此相对，在惯性较大的情况下，如图16(b)所示，到达tl为止的时间变长，但是能够实现与设定电流相应的扭矩的加速。
[0119]即，在交流电动机的通常驱动时的起动时，对电流以使其与预先设定的值一致的方式进行控制而进行加速，之后，使速度控制功能发挥作用进行旋转控制。
[0120]这样，在现有技术中为低速范围的高扭矩化困难的无传感器驱动，通过设定起动电流和对其适当的阈值，能够获得没有浪费的加速特性，实现更稳定且高响应的交流电动机的控制装置。
[0121]实施例7
[0122]接着，使用图17、18对本发明的实施例7的交流电动机的控制装置进行说明。
[0123]在实施例6中是关于实际使用所获取的阈值来驱动PM马达的情况下的算法的内容，能够实现至今为止没有实现的高扭矩驱动，但是另一方面低速范围成为一定电流驱动，因此存在不能进行速度控制的问题。在本实施例中，示出解决该问题的实施例。
[0124]图17是作为本实施例的特征部分的速度.电流控制器13E的框图，通过使用本框图代替图1的速度.电流控制器13，能够实现实施例7。
[0125]在图17中，速度.电流控制器13E对上述的速度.电流控制器13D新设置谐波产生器29，追加将其输出与电压指令V0相加的加法器30。进一步，删除图15中的恒流指令10设定器23、切换器25。作为其它部件的阈值设定器19、阈值比较器20、通电模式判别器21、通电相决定器22、速度控制器24、减法器27、电流控制器28分别与实施例6相同。
[0126]本框图的动作如下所述。
[0127]在本实施例中，特别在低速范围内，不实施利用一定电流的驱动。从起动时起基于速度控制器24实施电力控制。在这种情况下，电流的大小因为由速度控制器决定而成为任意的值，产生与被设定成阈值的值不同的情况。因此，导入谐波产生器29，对电流中所含的脉动(ripple)分量进行操作，总是以成为获取阈值的条件的电流峰值的方式有意地施加谐波。
[0128]其情形如图18所示。当设阈值获取时的电力为10、使其大小为100%电流时，在无负载时在谐波产生器29增加谐波量，以使得峰值达到10的方式进行调整(图18(a))。同样，在50%的情况下也调整谐波量，以使得峰值达到10(该图(b))。在100%负载时，仅基波成为相当于10的电流，因此不需要谐波(该图(c))。
[0129]S卩，在交流电动机的通常驱动时，以使得流过上述通电相的电流的峰值与预先设定的值一致的方式将谐波分量与电压相加进行控制。
[0130]这样，通过利用谐波产生器29对电流峰值进行调整，能够实现从低速起的任意的速度控制、扭矩控制。
[0131]实施例8
[0132]接着，使用图19、20对本发明的实施例8的交流电动机的控制装置进行说明。
[0133]在实施例7中，以使得实际电流的峰值与所获取的阈值一致的方式控制谐波量，从低速范围起稳定地实现速度控制。该方式虽然简便，但是需要施加谐波，因此对使不必要的电磁噪声和谐波损失增加的方面未经考虑。在本实施例中，示出解决该问题的实施例。
[0134]图19是作为本实施例的特征部分的速度.电流控制器13F的框图，通过使用本框图代替图1的速度.电流控制器13，能够实现实施例8。
[0135]在图19中，速度.电流控制器13F的主要特征是在上述的速度.电流控制器13E中新设置阈值设定器19F，删除谐波产生器29、加法器30。
[0136]本框图的动作如以下所述。
[0137]阈值设定器19F存储各通电模式下的阈值，此处，将对于电流值的适当的阈值映射化保存。如图20所示，阈值的固有值存在根据通电的电流而变化的情况，在上述的阈值检测模式下获取针对该电流的阈值。例如，如果如实施例4那样，在使交流电流值逐渐增加的过程中获取非通电相电压，并保存它们的值，则能够容易地获取针对电流的适当的阈值。通过以这样获得的针对电流值的阈值信息为基础作为表数据存储在阈值设定器19F中，根据电流适当地变更阈值，能够实现总是最佳状态下的通电模式切换。
[0138]S卩，交流电动机的通常驱动时，将在阈值检测模式下获得的电流值与阈值的关系内置于数据映射或函数，基于该数据映射或函数来计算针对驱动电流的阈值，驱动交流电动机。
[0139]由此，根据本实施例，能够不产生电磁噪声地实现从低速起的高响应、高精度的无传感器驱动。
[0140]实施例9
[0141]接着，使用图21?23，对本发明的实施例9的交流电动机的控制装置进行说明。在本实施例中，示出关于用于包含阈值检测的非通电相电动势检测的、事前调整的实施例。
[0142]如图21(a)所示，在施加脉冲状的交流电压Vvw的情况下，产生该图(b)那样的电流，产生非通电相电动势Eu。如该图(c)所示，在实际的电动势产生伴随开关的阻尼振荡。因此，为了避免该阻尼振荡，需要在开关之后隔规定时间T对电动势取样(该图(d))。如果该规定时间T足够短的情况下，如该图(e)所示那样，成为对阻尼振荡中的电压取样，不能检测到正确的非通电相电压。
[0143]这些阻尼振荡频率为几十kHz?几MHz的范围，在取样周期为几十ys的马达控制的运算周期中，检测无论如何不可能。
[0144]因此，在每个运算处理周期将非通电相电压Eu的取样时刻错开，检测产生阻尼振荡的期间。
[0145]图22(a)表示在时刻t0，将线间电压Vw施加期间T0后的状况。对于马达，由于反复施加该电压，所以每次在非通电相产生伴随相同的阻尼振荡的电动势。首先，在相对于to错开微小时间△ t后的tl时刻对Eu取样，在下一个周期，在进一步错开△ t后的t2时刻进行取样。通过反复这样的处理，能够了解阻尼振荡的波形的全貌。取样的结果是，只要检测出值的变动变小，就能够检测出阻尼振荡期间Tg的大小。
[0146]图23表示作为本实施例的特征部分的控制器1G的框图。通过使用本框图代替图1的控制器1，能够实现实施例9。
[0147]在图23中，控制器1G的主要特征是在图11的控制器1C中新设置阻尼振荡提取器41以及切换器14g。
[0148]本框图的动作如以下所述。在实施阈值检测模式之前，将切换器14g切换至“D”一侦I实施阻尼振荡时间的提取。在阻尼振荡提取器41中，如上述那样反复实施脉冲的施加，其间改变取样的时刻来获取非通电相电压。其结果是，获取阻尼振荡的收敛时间T，据此实施最小脉冲宽度的设定或谐波频率的设定。
[0149]S卩，作为阈值检测模式的开始时的动作，对非通电相的电压波形进行多次取样，检测电压波形的上升时的振动范围，以避开该检测范围的方式设定电压检测时刻。此外，上述多次取样通过在每个运算处理周期进行取样且使取样时刻逐渐错开来实现。
[0150]如以上说明的那样，根据本实施例，能够自动地提取阻尼振荡时间，能够实现更高精度的阈值的获取以及高响应且高稳定的交流电动机的控制装置。
[0151]实施例10
[0152]接着，使用图24、25对本发明的实施例10的交流电动机的控制装置进行说明。在本实施例中，示出关于在120度通电驱动中作为特有的调整要素的重叠时间的获取方法的实施例。
[0153]如图24所示，在时刻t0将通电模式从模式1切换为模式2的情况下，U相的电流继续地持续流动，发生从V相至W相的电流的转换。此时，V相的电流并不一瞬成为零，而是经由续流二极管逐渐减少。由于W相的电流同时上升，所以一瞬间在三相同时流过电流。将该期间(图24的从to至ts之间的期间)称为重叠时间。该期间是变更通电相时的电流的衰减期间，因为本来应该成