S7断开时，输出值为0V)。在一些实施例中逆变器控制器124可以经由存储在存储器132中的处理器执行的程序指令来确定占空比DA、DB和DC作为数字值，或这可以例如通过将一个或更多个设定点信号或值与一个或更多个反馈信号和/或值进行比较由其它模拟和/或数字电路来确定。而且，在一些实施例中，载波204可以是处理器130生成且与调制占空比202 (DA、DB和DC)比较的数字值。在其他示例实施例中，载波204由斜坡变化发生器电路(未示出)生成。
[0016]还参照图5和图6，在占空比DA接近零时，诸如对于低电动机速度，在曲线图410中的波形412为高时上开关S7接通的时间减小，并且可以达到近似逆变器开关S7-S12的热阻抗时间常数的脉宽水平。而且，开关控制信号脉冲的减小的宽度使得更加难以基于DC总线水平和逆变器开关信号来准确地估计逆变器输出电压。因此，当在当前PWM半周期205中最大脉宽值TPULSE大于阈值TH时，控制器120使用零向量(例如，111,-1-1-1)选择性地暂停PffM载波信号204以提供逆变器开关控制信号124a，并且控制器120累积当前输出值以用于在后续半周期205中使用。图5示出了低速操作，其中控制器120提供选择性载波暂停和占空比累积，以提供具有比默认开关周期长度206更长的开关周期长度506的有效较低开关频率。图6示出了曲线图600和610，曲线图600和610示出了图5的部分502中的利用在控制器120中实现的选择性载波波形暂停和占空比累积构思的载波、占空比和开关控制信号波形。
[0017]以这种方式，控制器120选择性提供对于低速操作的开关频率的有效减小，同时保持每个半周期205中的高频控制环路采样。而且，特别是以低逆变器输出频率(例如低电动机速度)的有效开关频率减小有助于通过测量IGBT开关S7-S12的在存在IGBT上升和下落时间变化的开关脉冲期间的DC总线电压、死区时间参数、DC总线电压感测电路不准确性和Vce电压下降来对逆变器输出相电压进行估计。此外，该构思有利地在逆变器开关的有效开关速率减小时减轻开关S7-S12上的结温度应力。发明人还意识到在载波信号204暂停的半周期205期间累积计算的输出控制值提供相同的输出电压，如否则会通过有效地延长与控制器124c提供的占空比值相称的开关脉冲来实现。
[0018]因此，保持逆变器输出信号波形的有效控制，连同包括以每个半周期205采样的高频控制环路操作，以保持高控制环路带宽。在这一方面，本公开内容的控制构思提供了相比于针对低电动机速度仅减小PWM开关频率的显著进步，从而保持改进的控制带宽并可以结合针对特定开关频率设计的其他部件(例如，输出陷波滤波器，未示出)使用系统110。此外，在低速或启动条件下驱动器110的输出电流以及由此转矩能力提高，其中采用利用零向量切换的选择性载波暂停和占空比累积有助于否则会需要的低速降级(derate)的量的减小，而不需要开关S7-S12的超大尺寸以及不需要对标称逆变器脉宽调制开关频率的调节。这进而改进了电力转换系统110的性能，而没有关于将输出变压器和/或陷波滤波器电路用于电动机驱动器和其他电力转换应用的任何限制。
[0019]还参照图9，控制器120及其逆变器开关控制部件124在一些实施例中根据图9中示出的过程900可操作。虽然下面以一系列动作或事件的形式示出并描述了方法900，但是将理解本公开内容的各方法不限于这样的动作或事件的说明顺序。在这一方面，除了在下文中特别提出之外，根据本公开内容一些动作或事件可以以不同的顺序和/或与偏离本文示出和描述的那些动作或事件的其他动作或事件同时地发生。还注意，不是全部示出的步骤都需要以实现根据本公开内容的过程或方法，并且可以组合一个或更多个这样的动作。本公开内容的示出的方法900和其他方法可以以硬件、处理器执行的软件或它们的组合被实现，诸如在一个实施例中以上述示例性电动机驱动器控制器120被实现，并且本公开内容的示出的方法900和其他方法可以以存储在有形非暂态计算机可读介质中的计算机可执行指令的形式被实施，诸如在一个示例中存储在存储器132中且由处理器130执行。
[0020]当逆变器118开始操作时，在一系列PffM周期中的每个周期中迭代处理之前，在图9中在步骤901将一组值DAVAL, DBVAL和DCVAL清零。在902处新的或下一 PffM半周期(例如，图4和9中看到的半周期205)开始，其中控制器(124c)针对当前半周期205的每个输出相计算并提供在-1与+1之间变化的逆变器输出占空比DA、DB和DC。如在图6中看出的，例如，控制器120针对每个半周期205-1，205-2-205-7对载波波形204a的峰和谷处的任何反馈信号或值以及任何期望的(例如设定点)信号或值进行采样。使用任何适合的闭环和/或开环控制方案，控制环路124c在每个半周期205开始时针对每个逆变器输出相提供占空比作为信号或值。图6的曲线图600示出了包括分别与PffM半周期205-1，205-2...205-7对应的DA1，DA2-DA7的、相“a”的相应占空比值。如在图5中看出的，例如，在多个PffM周期206内的占空比值提供了基本正弦的一组三相波形202a、202b和202c，每个三相波形具有与期望的逆变器输出频率对应(即期望的逆变器输出频率的倒数)的时段208，其中波形202彼此偏离120° ο
[0021]在图9中的904处，控制器120针对当前PffM半周期205的逆变器输出相“a”、“b”和“c”中的每个确定当前输出控制值DAVAL、DBVAL和DCVAL。如在图9中看出的，根据以下等式(I) - (3)把控制值DAVAUDBVAL和DCVAL计算为先前PffM半周期205的该相的先前输出控制值DAVAL、DBVAL和DCVAL与当前PffM半周期205的相应占空比DA、DB和DC之和:
[0022](I)DAVAL = DAVAL+DA,
[0023](2)DBVAL = DBVAL+DB，以及
[0024](3) DCVAL = DCVAL+DCo
[0025]如下面关于图9中的912进一步说明的，该操作针对每个单独逆变器输出相根据需要选择性累积来自先前周期的计算出的占空比值。
[0026]在图9中的906处，控制器120根据逆变器输出PffM控制值DAVAL、DBVAL和DCVAL的最大绝对值以及还根据PWM时段206 (TS)按照以下等式(4a)来确定脉宽值TPULSE:
[0027](4a)TPULSE = MAX (|DAVAL|，|DBVAL|，|DCVAL|)*TS，
[0028]其中通过TS进行标定(scaling)提供指示与当前PffM半周期中具有最大绝对输出控制值的相相关联的有效脉宽的时间值(例如，以毫秒为单位)。在另一可能的实施例中，按照以下等式(4b)来计算脉宽值TPULSE:
[0029](4b)TPULSE = MAX (|DAVAL-DBVAL|，|DBVAL-DCVAL|，|DCVAL-DAVAL|)*TS。
[0030]在图9中的908处，将脉宽值TPULSE与阈值TH进行比较。如果脉宽值TPULSE超过阈值(在908处为是)，则过程900进行到909，在909处控制器120可选地恢复或继续当前PffM半周期205的载波204a、204b和204c的斜坡变化，并且然后在图9中的910处根据逆变器输出PWM控制值DAVAL、DBVAL和DCVAL生成针对当前PffM半周期205的开关控制信号124a (图1上部)。在图9中的912处，控制器120如上所述在进行开始下一 PffM半周期之前将输出PWM控制值DAVAL、DBVAL和DCVAL中的每个重置为零。
[0031 ] 如果脉宽值TPULSE没有超过阈值TH (在908处为否)，则控制器在920处暂停(例如冻结)当前半周期的载波信号，并在922处根据对于每个逆变器输出相的零向量(例如，111，-1-1-1)，针对当前PffM半周期205生成开关控制信号。在图6中示出了该操作，其中在相应半周期205-1和205-2中示出了包括DAl和DA2的相“a”的连续占空比值。在这种情形下，控制器120确定(例如在图9中的908处)计算出的脉宽值TPULSE没有超过阈值TH，并且由此如在图6的曲线图600中看出的在半周期205-2期间暂停载波204a。在这一方面，针对半周期205-2以其最大值+1暂停载波，并且控制器120在相应的逆变器输出PffM控制值DAVAL的计算时累积相应占空比值DA2。
[0032]当在904处针对随后PffM半周期205-3计算控制值时，控制器120将新值DAVAL计算为DA2+DA3之和。而且，在该示例中，控制器在906和908处确定通过PffM时段TS标定的最大绝对PWM控制值(MAX (I DAVAL |，DBVAL |, | DCVAL |)*TS)超过阈值TH，并且由此在半周期205-3期间恢复载波波形204a的向下斜坡变化。当在半周期205-3期间计算的控制值(DA2+DA3)超过向下斜坡变化的载波信号204a时，这进而产生逆变器118的输出处对应于相“a”的输出电压V