关管S8的另一端共接，第一变压器Tl副边中心引出触头与所述第七开关管S7和第八开关管S8的共接端作为第一个所述同步整流网络的输出端，其之间设置滤波用的所述第十电容Co ;第二个所述同步整流网络包括:第二变压器T2副边、第九开关管S9、第十开关管SlO以及第十电容Co第一、第二个所述同步整流网络的连接结构相同，第二个所述同步整流网络输入端与第二变压器T2原边连接，输出端与第一个所述同步整流网络的输出端并联，如图2所示。
[0034]DSP数字控制电路6，其分别与所述BOOST交错并联升压电路3、谐振半桥变换电路4以及同步整流滤波电路5连接，本实施例中，采用DSP(digital signal processor,数字信号处理器)管理控制，DSP对主功率电压电流温度信号进行采样处理，然后完成对Sal-Sa2，Sl-SlO的通断控制，最终得到所需的电压、电流输出来控制整个变换器。
[0035]另一实施例中，上述技术方案中，所述的宽范围输入高效直流-直流变换器还包括滤波电路1，其输入端与所述直流电源连接，所述直流输入电压滤波电路I的输出端与所述BOOST交错并联升压电路3的输入端连接，所述直流输入电压滤波电路I为由第一电容Cf!、第二电容Cf2以及第一共模电感Lfl组成的型滤波电路。
[0036]另一实施例中，上述技术方案中，所述的宽范围输入高效直流-直流变换器还包括反接保护电路2，其设置在滤波电路I和BOOST交错并联升压电路3之间，若输入反接，变换器将不会损坏，且不会工作，反接保护电路2由三条子支路组成，包括第一二极管Da与第一电阻Ra串联组成第一条子支路，第一继电器Sal组成第二条子支路，第一可控硅Sa2组成第三条子支路，每一条支路并联设置在所述直流输入电压滤波电路和所述BOOST交错并联升压电路之间的正极直流传输线路上，Sal-Sa2与控制电路6连接，在输入无反接，正常开机时，电阻Ra起到限制冲击电流的作用。当DSP检测到上电过程结束后，有DSP发出指令闭合继电器将电阻Ra支路短接。同时，将可控硅Ka2导通，整个开机过程结束。
[0037]上述技术方案中，所述第一开关管SI和第二开关管S2工作频率在50KHz?200KHz，所述第一开关管SI与第二开关管S2的导通时序相差180°，升压BOOST电路的第一电感LI和第二电感L2工作在临界导通模式，减少了所述第一开关管SI和第二开关管S2切换时的瞬时高电压，也就是提高了电路的EMI性能，减少了开关损耗，同时，两个BOOST电路并联设置有效提高了变换器的变换容量，扩大了变化器的电压输入范围。
[0038]上述技术方案中，所述第三开关管S3与第五开关管S5的导通时序相差90°，可以有效减小输出滤波电容上纹波电流，所述第四开关管S4与第六开关管S6的导通时序相差90°，第三开关管S3、第五开关管S5、第四开关管S4、第六开关管S6的开关频率为:60KHz ?200KHz。
[0039]具体实施例中，变换器的输入电压范围为200V?700V，使得变换器的适用范围更广，本实用新型的变换器在工作在稳态时，第一谐振电路的开关管工作状态为:先导通第三开关管S3，经过半个开关周期后，关断第三开关管S3，经过死区时间后，再导通第四开关管S4，如此循环下去。第二谐振电路的开关管工作状态为:先导通第三开关管S5，经过半个开关周期后，关断第三开关管S5，经过死区时间后，再导通第四开关管S6，如此循环下去。开关管S7-S10的导通时序与开关管S3-S6的导通时序一致，经过变换得到所需的电压、电流，在变换器工作过程中，有效减小了电压的跳变，减小了输出电流上的纹波，即减小了变换器中的开关损耗，提高了 EMI性能，同时实现了变换器在宽范围输入电压下的稳定工作。开关管Sal-Sa2，开关管Sl-SlO可以轻易的实现软开关，提高了变换器的效率。两个子谐振电路采用输入端串联，输出端并联结构，降低了开关管S3-S6的电压应力，降低了开关管S7-S10的电流应力，使得可以选择性价比更高的开关管，提高了变换器的性能，降低了成本。
[0040]尽管本实用新型的实施方案已公开如上，但其并不仅仅限于说明书和实施方式中所列运用，它完全可以被适用于各种适合本实用新型的领域，对于熟悉本领域的人员而言，可容易地实现另外的修改，因此在不背离权利要求及等同范围所限定的一般概念下，本实用新型并不限于特定的细节和这里示出与描述的图例。
【主权项】
1.一种宽范围输入高效直流-直流变换器，其特征在于，包括: BOOST交错并联升压电路，其由两个并联设置的BOOST电路组成，所述BOOST交错并联升压电路的输入端与直流电源连接； 谐振半桥变换电路，其由两个谐振电路组成，两个所述谐振电路的输入端串联设置在所述BOOST交错并联升压电路的输出端之间，每个所述谐振电路引出一个输出端； 同步整流滤波电路，其由两个并联设置的同步整流网络组成，每一个所述同步整流网络的输入端分别与其中一个所述谐振电路的输出端连接，两个所述同步整流网络的输出端并联作为所述直流-直流变换器的输出端； DSP数字控制电路，其分别与所述BOOST交错并联升压电路、谐振半桥变换电路以及同步整流滤波电路连接。2.如权利要求1所述的宽范围输入高效直流-直流变换器，其特征在于，还包括直流输入电压滤波电路，其输入端与所述直流电源连接，所述直流输入电压滤波电路的输出端与所述BOOST交错并联升压电路的输入端连接，所述直流输入电压滤波电路为由第一电容Cf!、第二电容Cf2以及第一共模电感Lfl组成的型滤波电路。3.如权利要求2所述的宽范围输入高效直流-直流变换器，其特征在于，还包括反接保护电路，其由三条子支路组成，包括第一二极管Da与第一电阻Ra串联组成第一条子支路，第一继电器Sal组成第二条子支路，第一可控硅Sa2组成第三条子支路，每一条支路并联设置在所述直流输入电压滤波电路和所述BOOST交错并联升压电路之间的正极直流传输线路上O4.如权利要求1所述的宽范围输入高效直流-直流变换器，其特征在于，第一个所述BOOST电路由第一电感L1、第二二极管D1、第一开关管S1、第四电容Cdl、第五电容Cd2组成，第二个所述BOOST电路由第二电感L2、第三二极管D2、第二开关管S2、第四电容Cdl、第五电容Cd2组成，所述第一电感LI与所述第二电感L2的输入端共接，所述第二二极管Dl和所述第三二极管D2的负极共接，所述第四电容Cdl和第五电容Cd2串联设置在所述第二二极管Dl后级的直流传输线路的正负极之间。5.如权利要求4所述的宽范围输入高效直流-直流变换器，其特征在于，两个所述谐振电路为LLC谐振半桥变换电路，第一个所述谐振电路包括: 第三开关管S3和第四开关管S4，其两者串联设置在所述第四电容Cdl的两端； 第六电容Crl和第七电容Cr2，其两者串联设置在所述第四电容Cdl的两端； 第三电感Lrl和第一变压器Tl原边，其两者串联设置，所述第三电感Lrl的一端连接在所述第三开关管S3和第四开关管S4之间的支路上，所述第三电感Lrl的另一端与所述第一变压器Tl原边的一端连接，其另一端连接在所述第六电容Crl和第七电容Cr2之间的支路上； 第二个所述谐振电路包括: 第五开关管S5和第六开关管S6，其两者串联设置在所述第五电容Cd2的两端； 第八电容Cr3和第九电容Cr4，其两者串联设置在所述所述第五电容Cd2的两端； 第四电感Lr2和第二变压器T2原边，其两者串联设置，所述第四电感Lr2的一端连接在所述第五开关管S5和第六开关管S6之间的支路上，所述第四电感Lr2的另一端与所述第二变压器T2原边的一端连接，其另一端连接在所述第八电容Cr3和第九电容Cr4之间的支路上。6.如权利要求5所述的宽范围输入高效直流-直流变换器，其特征在于，第一个所述同步整流网络包括:第一变压器Tl副边、第七开关管S7、第八开关管S8以及第十电容Co ;第二个所述同步整流网络包括:第二变压器T2副边、第九开关管S9、第十开关管SlO以及第十电容Co，第一、第二个所述同步整流网络的连接结构相同，且第一、第二个所述同步整流网络输出端并联。7.如权利要求4所述的宽范围输入高效直流-直流变换器，其特征在于，所述第一开关管SI和第二开关管S2工作频率在50KHz?200KHz，所述第一开关管SI与第二开关管S2的导通时序相差180°。8.如权利要求5所述的宽范围输入高效直流-直流变换器，其特征在于，所述第三开关管S3与第五开关管S5的导通时序相差90°，所述第四开关管S4与第六开关管S6的导通时序相差90° ο
【专利摘要】本实用新型公开了一种宽范围输入高效直流-直流变换器，包括：BOOST交错并联升压电路，其由两个BOOST电路组成；谐振半桥变换电路，其由两个谐振电路组成，两个所述谐振电路的输入端串联且与所述BOOST交错并联升压电路的输出端连接；同步整流滤波电路，其由两个并联设置的同步整流网络组成，每一个所述同步整流网络的输入端分别与其中一个所述谐振电路的输出端连接；DSP数字控制电路，其分别与所述BOOST交错并联升压电路、谐振半桥变换电路以及同步整流滤波电路连接。本实用新型解决了直流-直流变换器的高开关损耗以及带来的EMI特性恶化等弊端。
【IPC分类】H02M3/335
【公开号】CN204721223
【申请号】CN201520415643
【发明人】米长宝, 方波
【申请人】苏州舜唐新能源电控设备有限公司
【公开日】2015年10月21日
【申请日】2015年6月16日