前馈失真补偿放大器的控制方法和电路的制作方法

专利名称：前馈失真补偿放大器的控制方法和电路的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种包含可补偿主放大器失真如互调制失真的前馈(下称“FF”)回路的FF失真补偿放大器，尤其涉及一种优化FF回路的控制电路与方法。
背景技术：
移动通信基站等在作了射频放大后，发射具有预定频率间隔和作过适当调制的无线电多载波信号。若射频放大使用的放大器的线性度不足，就会出现各类失真，如互调制失真。这类失真会妨碍实现正常的优质通信。因此，对于多载波信号放大，多载波信号所属的整个频带必须适当线性，并对失真规定了严格的容限。
作为一种构制适合放大多载波信号的失真补偿放大器的方法，日本专利公开号2000-196366等曾描述了一种FF放大方法。
根据这一FF放大方法，若在一条从信号输入端通过主放大器到信号输出端的信号通路上，即在信号准备放大或放大的信号被放射的信号通路上(该信号通路下称“主线路”)，从主放大器后面某一点分出的信号和主放大器前面某一点分出的信号在主线路上运行同样的电气长度，且具有同样幅值和相反的相位，则可将这些信号耦合起来使它们的载波分量相互抵消，取得与主放大器及其外围电路造成的失真相对应的信号。
如此取得的与失真对应的信号，可通过失真补偿回路同主线路上的信号再耦合。当在失真补偿回路或主线路中适当地作幅值或相位调节，使主线路上出现的信号延迟被失真补偿回路中的信号延迟补偿时，或主线路上信号所含的失真分量与从失真补偿回路得到的信号具有同样幅值和相反相位时，上述的信号再耦合操作就补偿了主放大器中出现的失真。
图8示出一例普通FF放大器的结构。如在该图中，通过信号输入端IN输入的多载波信号被混合电路HYB1一分为二。分路信号之一经主放大器A1放大后到达混合电路HYB2，另一信号经延迟线D1送给混合电路HYB2。延迟线D1补偿了主放大器A1中可能出现的信号延迟，而经延迟线D1延迟的信号由混合电路HYB2耦合到包含主放大器A1出现的失真的信号。
如上所述，诸载波分量相互抵消，通过将从主放大器A1输出信号里分出的信号耦合至经上述延迟线D1得到的信号，可取出(检测出)主放大器A1中出现的失真。为此，在混合电路HYB2耦合时，这两个信号的载波分量必须具有相反的相位和同样的幅值，并且遵循同一时序。延迟线D1是使诸载波分量遵循同一时序的手段，而可变衰减器ATT1、可变相移器PS1和控制电路110都是使载波分量具有相反相位与同样幅值的装置，其中控制电路110将可变衰减器ATT1和可变相移器PS1中信号衰减G1与相移θ1分别调节控制到最佳值。
接着，在图8的FF放大器中，把经过主放大器A1放大并且含有失真分量的载波分量供给混合电路HYB2。于是，在失真补偿回路L2中，经延迟线D2把不含载波信号而只含失真分量的信号供给混合电路HYB3。同时，该信号经辅助放大器A2放大后供给混合电路。在失真补偿回路L2中，为了通过使来自延迟线D2的信号与来自辅助放大器A2的信号耦合在一起而补偿(抵消)失真，在HYB3处耦合时，这两个信号具有相反的相位与同样的幅值，并且遵循同一时序。延迟线D2是使失真分量遵循同一时序的装置，而将可变衰减器ATT2中的信号衰减G2和可变相移器PS2中的相移θ2调节控制到最佳值的控制电路110，则是使失真分量具有相反相位与同样幅值的装置。
在图8的FF放大器中，通过按下述方法插入和检测导频信号，在失真补偿回路L2中作优化处理。控制电路110包括同步检测器138、产生导频信号的振荡器OSC2和把来自振荡器OSC2的信号一分为二(导频信号和参照信号REF)的同相分配器128。在如此构成的失真补偿回路L2中，为了通过把来自延迟线D2的导频信号与来自辅助放大器A2的导频信号耦合在一起而抵消失真，来自同步检测器138的的输出信号就要将可变衰减器ATT2中幅值衰减G2和可变相移器PS2中的相移θ2的调控到最佳值。

发明内容
运用上述构成的电路，可实现一种适合放大多载波信号的FF放大器。
然而，在图8的普通实例中，只使用了一个导频信号，其频率在放大器工作频带的上或下一定距离。因此，若该导频信号的频率高于工作频带，就可优化在该频率或与之接近的频率中消除或抑制失真的能力，而对于低于放大器实际工作频带的频带，总是无法优化消除或抑制失真的能力。这样，就希望应用频率低于和高于该工作频带的两个导频信号。
另外，根据如图8所示的一例普通结构，将来自失真补偿回路L2的输出信号从定向耦合器DC4供给带通滤波器BPF3，从中只提取一导频信号，然后将其作为误差信号ERR馈给同步检测器38。然而，从定向耦合器DC4取出的输出信号包含了放大的载波信号，尽管可在混合电路HYB2中抵消。为了除去该载波信号分量以提取弱的导频信号，要求配用一特性极锐的滤波器。然而，构制这种滤波器会增大其物理尺寸，使电路难以小型化。
还有，为避免这一问题，曾试图对失真补偿回路L2的输出信号作下变频，使之在滤波前具有中频带的频率。然而，这样要求有额外的振荡器，如下变频的本机振荡器和中频本机振荡器，扩大电路规模。
根据这些问题，本发明的一个目的是提供一种前馈失真补偿放大器或者前馈失真补偿放大器的控制电路或方法，它要求数量较少的振荡器，并能在多载波信号的整个频带上优化失真抑制。


图1示出本发明实施例1的电路结构。
图2示出载波信号、失真分量和导频信号的频谱，该图用来描述实施例1～3诸电路的工作与功能。
图3示出本发明实施例2的电路结构。
图4示出本发明实施例2的变型电路结构。
图5示出本发明实施例3的电路结构。
图6示出本发明实施例4的电路结构。
图7示出载波信号，失真信号和导频信号的频谱，该图用来描述实施例4电路的工作与功能。
图8示出一例普通FF放大器的结构。
具体实施例方式
下面参照附图描述本发明诸实施例。
实施例1图1示出本发明实施例1的电路结构。图1中，当一信号如多载波信号通过输入端IN加到定向耦合器11时，就被该定向耦合器11一分为二。分路信号之一被输入矢量调节器14，于是后者就调节该信号的幅值与相位，调节的信号再被主放大器16放大。被主放大器16放大的信号经定向耦合器12与延迟线19输入定向耦合器13。另外，定向耦合器13经信号输出端OUT将信号输出给后面的电路。
定向耦合器11分出的另一信号经延迟线18输入定向耦合器12。延迟线18对通路上从定向耦合器11的信号分路点通过主放大器16到定向耦合器12的信号合成点中可能出现的信号延迟作补偿。
定向耦合器12把主放大器16输出的含失真的信号一分为二，分路信号之一供给延迟线19，另一信号耦合至来自延迟线18的信号。这种耦合使载波分量相互抵消而取出失真分量。矢量调节器14通过调节定向耦合器11分路的信号之一的幅值与相位，起到抵消作用。按该方式，失真检测回路包括定向耦合器11、矢量调节器14、放大器16、定向耦合器12与延迟线18。
耦合得到的信号通过定向耦合器12输入可变矢量调节器15，后者调节该信号的幅值与相位。调节后的信号再由辅助放大器17放大，然后输入定向耦合器13。输入定向耦合器13的信号由定向耦合器13耦合到经延迟线19也输入到这里的信号(抵消失真分量)，得出的信号从信号输出端OOT输出。按该方式，失真补偿回路包括定向耦合器12、矢量调节器15、放大器17、定向耦合器13与延迟线19。
在本发明中，通过使控制电路20插入和检测两个导频信号可抵消失真分量。在原有技术中，用一个导频信号提供这一功能，而在本发明中，使用了两个导频信号。下面描述本方法。
控制电路20具有产生导频信号fp1的导频信号源26和产生导频信号fp2的导频信号源27，因而来自导频信号源26的第一导频信号和来自导频信号源27的第二导频信号各自加给混合电路10。加给混合电路10的两个导频信号在混合电路10内耦合在一起输出，然后经定向耦合器22插入输入给定向耦合器12用于重叠的信号。
另一方面，定向耦合器21取出在混合电路10中耦合在一起的第一与第二导频信号并加到混频器33。例如，利用二极管二次非线性特性的混频器33，将来自两个输入导频信号的直流分量及和差拍频信号分量输出给IF滤波器43，后者只取出差拍信号，即逐次差拍信号(下变频)，从而得到所谓的中频，并把它输出给分配器51。
如上所述插入并迭加在输入多载波信号上的第一与第二导频信号，经延迟线19从定向耦合器12输出端之一同载波信号一起输入定向耦合器13，而载波信号如上所述已被主放大器16放大，也通过可变矢量调节器15和辅助放大器17从另一输出端馈给定向耦合器13，作为载波分量相互抵消的信号。
定向耦合器13的输出信号由定向耦合器25提取后，被分配器52一分为二，两个信号分别馈给带通滤波器41与42。这里把带通滤波器41的带通特性设置成允许第一导频信号通过而阻止第二导频信号通过，带通滤波器42的带通特性则设置成让第二导频信号通过而阻止第一导频信号通过。因此，含第一导频信号的第一导频信号分量作为带通滤波器41的输出信号馈入混频器31输入端之一。定向耦合器24从第二导频信号源27里提取的并且其具有经相移器29调节的相位的第二导频信号，加到混频器31的另一输入端。同样地，包含从带通滤波器42取出的第二导频信号的第二导频信号分量，被加到混频器32的输入端之一，而定向耦合器23从第一导频信号源26提取的且其相位经相移器28调节的第一导频信号，被加到其另一输入端。
结果，混频器31把带通滤波器41输入的第一导频信号分量与经相移器29输入的第二导频信号混在一起，并将混频信号输出给IF滤波器44。同样地，混频器32把带通滤波器42输入的第二导频信号分量与经相移器28输入的第一导频信号混在一起，并将混频信号输出给IF滤波器45。IF滤波器44和45取出逐次差拍的信号(第一与第二下变频信号)，从而得到对应于第一与第二导频信号频率之差的频率，即从混频器31和32分别提供的混频输出信号里得到一中频，并将取出的每个信号输出给正交混频器35与36中所对应一个混频器的输入端之一。
如前所述，信号经逐次差拍而得到的第一与第二导频信号的中频，各自从分配器51加到正交混频器35和36中对应一个混频器的另一输入端。结果，正交混频器35把通过这些输入端馈送的信号正交地混在一起，并向组合器37和38输出同相(I)与正交像(Q)输出信号。同样地，正交混频器36的I输出信号加到组合器37，Q输出信号经低通滤波器(未示出)加到组合器38。按这种方式，从带通滤波器41如此取出并转换以得到中频的第一导频信号分量的幅值与相位的信息，包含在正交混频器35的I与Q输出信号里。同样地，从带通滤波器42如此取出的第二导频信号分量的幅值与相位的信息，包含在正交混频器36的I与Q输出信号里。
在组合器37，把正交混频器35和36的I输出信号加在一起，而加在一起的信号的电平由电平转换器39转换。将如此得到的信号馈给可变矢量调节器15作幅值调节。同样地，在组合器38，将正交混频器35和36的Q输出信号加在一起，加在一起的信号的电平由电平转换器40转换。将如此得到的信号馈给可变矢量调节器15作幅值调节。
可变矢量调节器15控制着定向耦合器12馈送的信号的矢量(幅值与相位)，将组合器37和38的输出信号减至最小(调零)，以比尽量减小包含在定向耦合器13输出信号里的导频信号。在该方法中，本发明的FF放大器控制电路使用两个导频信号可除去FF放大器的非线性造成的失真，这两个导频信号位于分别高于和低于被FF放大的多载波信号频带的频率之外且与之接近。
为便于读者理解本发明的控制电路的工作与功能，以两个载波信号为例，利用图2的谱图描述载波信号与两个导频信号间的关系。
在图2中，f1和f2代表两载波的频率，fx和fy代表两个最接近载频的载波互调制所造成的失真分量(互调制失真分量)的频率。另外，补偿这些失真分量的导频信号的频率在失真分量的频率之外，用fp1和fp2表示。
众所周知，若放大器出现非线性失真，就会出现相对高次的非线性失真。然而，实践中仅考虑二次与三次失真分量，因而放大器的输入信号电压(e)与从其输出的信号电压(E)的关系由下式给出E＝K1e+K2e2+K3e3(公式1)其中Kn是代表放大器线性度的系数。
现在假定按下式对放大器输入端加一有两个频率分量的信号e＝Acosω1t+Bcosω2t (公式2)其中ω1＝2πf1，ω2＝2πf2。
在将式2代入式1并扩展得到的公式时，由三次失真得到如下所示的互调制失真分量。
3/4[K3A2Bcos(2ω1±ω2)t]及
3/4[K3B2Acos(2ω2±ω1)t]因此，与载频f1和f2最接近的这四个互调制失真分量被表达为fx＝(2f1-f2)和fy＝(2f2-f1)。
例如，假定f1＝2130(MHz)，f2＝2150(MHz)，则互调制失真分量为fx＝2110(MHz)，fy＝2170(MHz)，如图2所示。因此，把导频频率选成具有位于fx之外的2105(MHz)频率fp1和同样位于fy之外的2175(MHz)频率fp2。应用导频信号的频率，将详细描述如前所述图1中控制电路20的工作状况。
即在图2中假设导频信号源26的导频信号频率为2105(MHz)，导频信号源27的振荡频率为2175(MHz)。如上所述，信号经逐次差拍，分配器51把通过IF滤波器43得到的频率70MHz一分为二，然后供给正交混频器35和36。
另一方面，信号经定向耦合器25提取并被分配器52一分为二，把这两个信号分别供给带通滤波器41和42。
带通滤波器41让频率fp1＝2105(MHz)(第一导频信号分量)的导频信号通过，使该信号输出到混频器31的输入端之一。由于定向耦合器24提取的且频率fp2＝2175(MHz)的导频信号经相移器29输入混频器31的另一输入端，所以通过这些输入端提供的信号在混频器31中混在一起而形成一差拍信号，然后被输出到IF滤波器44。
IF滤波器44让输入信号的差拍信号通过，即信号逐次差拍而得到中频70(MHz)，从而将该差拍信号输入正交混频器35的输入端之一。因此，在定向耦合器25提取后经带通滤波器41得到的频率为fp1的导频信号分量被下变频而具有中频，然后供给正交混频器35。
如上所述，由于具有两导频信号中差频(70MHz)的信号从分配器51提供给正交混频器35的另一输入端，所以混频器35执行同步检测或平方检测之类的处理，把有关导频信号分量的幅值与相位的信息作为I和Q输出信号输出，而其频率fp1包含在定向耦合器25提取的输出信号里，如上所述。
同样地，其频率为fp2在定向耦合器25提取后经带通滤波器42得到的导频信号分量，在混频器32中与频率为fp1由定向耦合器23提取并经相移器28提供的导频信号作混频。结果，频率为fp2经逐次差拍(下变频)而具有中频(70MHz)的导频信号分量经IF滤波45取出，馈给正交混频器36。正交混频器36的工作与功能类似于正交混频器35，即混频器36把有关导频信号分量的幅值与相位的信息作为I和Q输出信息输出，频率fp2包含在定向耦合器25提取的输出信息里。
正交混频器之后执行的后续操作已作过描述，因而不再复述。
实施例2图3示出本发明实施例2的电路结构，图3中与实施例1电路中相同或对应的积木块用同样的标号表示，并省略对其描述。
如在实施例1中一样，图3中，定向耦合器13输出的信号经定向耦合器25提供给分配器52，后者把该信号一分为二，再把得到的信号分别输出给带通滤波器41和42。如实施例1所述，带通滤波器41允许来自对其输入且由第一导频信号源26输出的信号的频率为fp1的导频信号分量(第一导频信号分量)通过，从而将该导频信号分量提供给正交混频器35的输入端之一。同样地，带通滤波器42允许频率为fp2的导频信号分量(第二导频信号分量)通过，该分量由第二导频信号源27输出，从而把该导频信号分量加到正交混频器36的输入端之一。
在正交混频器35中，带通滤波器41输入的频率为fp1的导频信号分量与频率为fp2的第二导频信号正交混频，第二导频信号由定向耦合器24取出，其相位由相移器29调节。正交混频器35在其输出端提供同相(I)和正交相(Q)输出信号，这些输出信号由正交混频得出。虽然在图中未示出，但是要对输出信号滤波以除去谐波分量，导致第一导频信号分量(第一下变频信号)的I输出信号(I-IF)和Q输出信号(Q-IF)下变频，得到中频(对应于频率fp2与fp1之差)。将这些输出信号各自加给混频器55和56中对应一个混频器的输入端之一，即将I输出信号(I-IF)与Q输出信号(Q-IF)分别输入混频器55和56，作为一组具有正交相位的第一下变频信号。
同样地，在正交混频器36中，带通滤波器42输入的频率为fp2的导频信号分量与频率为fp1的第一导频信号作正交混频，而第一导频信号由另一输入端馈电的定向耦合器23取出，其相位由相移器28调节。如在输出信号来自正交混频器35的情况一样，造成第二导频信号分量(第二下变频信号)的I输出信号(I-IF)与Q输出信号(Q-IF)下变频而得到中频。这些输出信号各自加到混频器53和54中对应一个混频器的输入端之一，即把I输出信号(I-IF)与Q输出信号(Q-IF)分别输入混频器53和54，作为一组具有正交相位的第二下变频信号。
如实施例1一样，信号经逐次差拍而得到与第一和第二导频信号fp1与fp2之差相对应的频率(中频)，将该信号从分配器51加到混频器55的另一输入端，并且同步检测逐次差拍(下变频)而得到中频输入的第一下变频信号(I-IF)，如上所述。这样，混频器55同步检测的信号，其谐波分量被滤波器(未示出)除去后，作为第一导频信号分量的I输出信号加给组合器37。
同样在混频器56中，正交混频器35提供的第一导频信号分量的第一下变频信号(Q-IF)，即已作逐次差拍而具有中频的第一下变频信号被同步检测，其谐波分量已滤除，然后作为Q输出信号加给组合器38。而且，在混频器53和54中，同步检测出通过对正交混频器36提供的第二导频信号分量作逐次差拍而具有中频所得到的第二下变频信号(I-IF)与(Q-IF)，然后作为I和Q输出信号分别加到组合器37和38。
在组合器37，如实施例1一样，把第一与第二下变频信号的I输出信号合成起来，并经电平转换器39将合成的信号馈送回可变矢量调节器15。同样在组合器38，把Q输出信号合成起来，并经电平转换器40把合成的信号馈送回可变矢量调节器15。
如实施例1一样，为了尽量减小包含在FF放大器输出端的输出信号里的第一与第二导频信号，可变矢量调节器15控制定向耦合器12提供的信号的矢量(幅值与相位)，使组合器37和38的输出信号减小至最小(零)。
图4所示电路可以实施成该实施例的一种变型。图4电路与图3电路的不同之处在于，通过正交混频器35对第一导频信号分量作下变频以具有中频(对应于频率fp1与fp2之差)而得到的第一下变频信号的I输出信号(I-IF)，在组合器37同通过正交混频器36对第二导频信号作下变频以具有中频而得到的第二下变频信号的I输出信号(I-IF)合成起来，而通过正交混频器35对第一导频信号分量作下变频以具有中频而得到的第一下变频信号的Q输出信号(Q-IF)，在组合器38同通过正交混频器36对第二导频信号分量作下变频以具有中频而得到的第二下变频信号的Q输出信号(Q-IF)合成起来，而且在混频器57和58中，利用逐次差拍以具有对应于第一与第二导频信号的频率fp1与fp2之差的频率(中频)的信号，同步检测这些合成信号。该电路的其它工作状况与图3电路相似。
图3电路要用四个混频器同步检测信号I-IF与Q-IF，图4电路只要求两个混频器，即该电路结构可减少同步检测所需的混频器数量。
实施例2的电路可简化检测过程，因为信号具有正交的相位。
实施例3图5示出本发明实施例3的电路结构，图1和3中与实施例1和2电路中相似或对应的积木块用同样标号表示，且不再复述。
如实施例2一样，在图5的电路中，定向耦合器13的输出信号经定向耦合器25加到分配器52，后者将该信号一分为二，并把得到的信号分别输出到带通滤波器41和42。带通滤波器41让来自对其输入的信号的频率为fp1的第一导频信号分量通过，因而第一导频信号分量加到正交混频器35的输入端之一。
正交混频器35将第一导频信号分量与通过其另一端输入的频率为fp2的第二导频信号分量作正交混频，然后输出同相(I)和正交相(Q)混频输出信号。这些混频输出信号通过一滤波器(未示出)除去谐波分量，以获得通过对第一导频信号分量作下变频而具有中频(对应于频率fp1与fp2之差)所得到的第一下变频信号的I信号(I-IF)与Q信号(Q-IF)。然后，把I和Q信号加到检测混频器55a与56a作电平检测。
同样地，正交混频器36对第一导频信号和通过带通滤波器42的频率为fp2的第二导频信号分量作正交混频。这样，也可获得通过对第二导频信号分量作下变频而具有中频所得到的第二下变频信号的I信号(I-IF)与Q信号(Q-IF)，然后加到检测混频器53a与54a作电平检测。
其电平已被检测混频器53a检测过的第一导频信号分量的I信号(I-IF)经低通滤波器(未示出)处理后，加到组合器37作为I信号。同样地，被检测混频器53a作过电平检测的第二导频信号分量的I信号(I-IF)经低通滤波器处理后，也加到组合器37作为I信号。这样，由低通滤波器处理过的这些I信号就在组合器37合成在一起。
同样地，第一与第二导频信号分量中电平已被检测混频器56a与54a分别作过检测且被低通滤波器处理过的Q信号，被加到组合器38合成在一起。
组合器后面执行的功能和操作类似于实施例1与2，前面已作描述，这里不再复述。检测混频器53a～56a可以是二次非线性检测器、包迹检测器或线性检测器。此时如图5所示，可以省略图1或2所示的混频器33、IF滤波器43和分配器51。
实施例4在本发明上述诸实施例的控制电路的描述中，在将得到的信号引入可变矢量调节器14之前，第一与第二下变频信号都作过检测而具有转换的电平。然而，在将得到的信号引入可变矢量调节器14之前，可作切换操作，以便交替检测第一与第二下变频信号而具有转换的电平。这样的例子在图6中示为图6的电路结构是图1电路结构的变型。与图1电路中类似或对应的配置用同样标号表示并省略对其描述。在图6电路结构中，省去了分配器51和组合器37和38，并且用正交混频器62代替正交混频器35和36。正交混频器62接至开关61的输出端，开关61两输入端之一接至IF滤波器44的输出侧，另一输入端接至IF滤波器45的输出侧。在此情况下，将半导体型开关用作开关61。正交混频器62的输出侧接至电平转换器39和40。
下面将描述上述电路的工作状况。
开关61首先将IF滤波器44与正交混频器62接在一起，正交混频器62检测第一下变频信号。过一段预定时间后，开关61改变连接，使IF滤波器45与正交混频器62接在一起，正交混频器62检测第二下变频信号。之后在过一预定时间后，开关61再次将IF滤波器44与正交混频器62接在一起，正交混频器62检测第一下变频信号、开关61重复上述操作而连续选择第一与第二下变频信号，而正交混频器62交替检测第一与第二下变频信号。
此时，若开关61能以足够高的速度操作而在第一与第二下变频信号之间交替，就能产生类似于实施例1～3所述电路的作用。再者，根据该电路结构，与实施例1～3的电路相比，减少了正交混频器的数量，不需要分配器51和组合器37与38，因此进一步减小了电路尺寸。
在以上描述中，开关61在第一与第二下变频信号之间切换，因而选择第一与第二下变频信号的周期相同。然而，开关61也可在第一与第二下变频信号之间切换时，使选择第一与第二下变频信号的周期不同。即开关61可以作这样的切换操作，可对选择第一或第二下变频信号的每个周期加权。下面将描述这种情况。
图7示出互调制失真与导频信号的谱图，其中使用了四个均匀间隔的载波。图中，f1～f4(f1＜f2＜f3＜f4)指四个载波的频率，而fx与fy表示这四个最接近载频的载波因互调制造成的失真分量(互调制失真分量)的频率，如上所述。另外，补偿这些失真分量的导频信号的频率由上述四个载波的频率f1～f4确定，在图7中示为fp1与fp2，位于失真分量之外。
如在选用四个载波中两个载波的基站中，根据如何在这四个载波间选择两个载波，最接近这些载波的失真分量频率会偏离上述决定的频率fx与fy。此时，根据偏差量，通过对每个选择第一或第二下变频信号的周期加权，开关61作切换操作，即抑制各失真分量所需的比率按偏差量确定，而把切换周期设置成让开关61作这样的切换操作，使抑制比等于选择第一下变频信号的周期和与选择第二下变频信号的周期和之比。例如，若各失真分量期望的抑制比为7∶3，则开关61作这样的切换操作，使选择第一下变频信号的周期和与选择第二下变频信号的周期和之比为7∶3。此时，在宽带CDMA基站中，开关61必须以比300微秒(功率控制周期总量)高地多的速度操作。这样，根据选择载波的方式，即使其频率偏离频率fx与fy，也能有效地除去接近载波的失真分量。
在图7例中，四个载波示成均匀间隔开，但它们可以非均匀地间隔。此时，最接近载波的失真分量的频率，偏离在使用四个均匀间隔载波时所确定的频率fx与fy。于是如上所述，开关61按照根据偏差量加权的第一与第二下变频信号的周期作切换操作。
再者，载波可能在操作频带内向低频侧或高频侧偏移。此时，开关61以上述期望的抑制比作切换操作，效果与上述类似。
还有，在描述该实施例时，开关61作定期的切换操作。然而，有些基站只注重位于载波一侧的失真分量。此时，开关61可能只选择第一与第二下变频信号中的一个信号。
另外，在描述该实施例时，将开关61引入图1电路，在第一与第二下变频信号之间切换。然而，可将开关装置引入图3和5的电路中，在第一与第二下变频信号之间切换。此时，每个(I-IF)与(Q-IF)信号必须在第一与第二变换信号之间切换。因而该开关装置包括一联接开关(未示出)。
再者，在该实施例中，接近第一导频信号分量的失真分量与接近第二导频信号分量的失真分量期望的抑制比为7∶3。然而，该比值可以是另一任选值，如10∶0、5∶5或0∶10等。此时，开关61操作时按该比值选择第一或第二下变频信号。
另外，可根据温度变化造成的放大器失真特性的变化，改变失真分量期望的抑制比。此时，开关61操作时，可按期望的失真分量抑制比的变化选择第一或第二下变频信号。
在本发明实施例1～4，如上所述，分别由第一与第二导频信号源产生的第一与第二导频信号分量，分别通过带通滤波器41和42被取出，因而温度变化造成的振荡频率与滤波特性的变化会影响控制电路20。这样，通过选择具有同样温度特性的振荡元件和滤波器构成元件，对这些元件作补偿而使它们具有同一倾向性的温度特性，或者用同一加热炉加热这些元件而使它们保持同样的温度，可以减小温度变化造成的电路特性的劣化。
另外，在上述实施例的描述中，从定向耦合器25中取出的信号由分配器52分配，而分配的信号在混频前分别通过带通滤波器41和42。然而，下列方式也是可行的从定向耦合器25中取出的信号由分配器52分配，其中一个分配信号与第二导频信号混频，另一个分配信号与第一导频信号混频。混频信号通过滤波器，然后被取出作为第一与第二下变频信号。
再者，在以上描述中，将第一与第二导频信号插入主放大器16输入侧用于重叠。然而，可以将这些信号插入主放大器16输出侧用于重叠，这样也能产生与上述相似的效果。
根据上述诸实施例前馈失真补偿放大器的控制电路，使用了两个导频信号抑制和控制FF放大器中的非线性失真，从而能在实用多载波信号的整个频带内优化失真抑制。
还有，不用任何分离的本振器，利用导频信号对信号作下变频而获得中频带，然后滤波或放大这些信号，这些信号处理比更高频带的场合更容易，电路装配变得更方便、更密致。因此，对要求缩减本振器数量的FF放大器而言，本发明提供了尺寸小而廉价的控制电路。
发明的效果根据本发明，可以提供一种前馈失真补偿放大器或前馈失真补偿放大器的控制电路或方法，要求的本振器数量较少，而且在FF放大器实用的多载波信号的整个频带内能优化失真抑制。
权利要求
1.一种控制前馈失真补偿放大器的方法，其特征在于包括以下步骤检测主放大器产生的失真分量，其方法是把从所述主放大器输入信号里分出且含有多个不同频率载波的信号耦合至从所述主放大器输出信号里分出的信号，从而耦合使诸载波分量相互抵消，把所述耦合得出的信号再耦合至所述主放大器的输出信号，和调节至少一个准备再耦合的信号的幅值与相位，使失真分量通过再耦合相互抵消，其中把从第一与第二导频信号源得到的第一与第二导频信号插入主放大器的输入信号或输出信号里，通过分路取出由所述再耦合得出的信号部分，通过分路取出的所述信号分别与所述第一和第二导频信号混频，这样经下变频而产生下变频信号，从而根据所述下变频信号产生调节所述幅值和相位的控制信号。
2.一种控制前馈失真补偿放大器的电路，其特征在于包括失真检测回路，用于检测主放大器产生的失真分量，其方法是把从所述主放大器输入信号里分出且含有多个不同频率载波的信号耦合至从所述主放大器输出信号里分出的信号，耦合使诸载波分量相互抵消；失真补偿回路，用于将所述耦合得出的信号与所述主放大器的输出信号再耦合；和调节装置，用于调节至少一个准备再耦合的信号的幅值与相位，使诸失真分量通过再耦合相互抵消，其中把从第一与第二导频信号源得到的第一与第二导频信号插入主放大器的输入信号或输出信号里，通过分路取出由所述再耦合得出的信号部分，通过分路取出的所述信号分别与所述第一和第二导频信号混频，这样经下变频而产生下变频信号，从而根据所述下变频信号对所述装置产生控制信号。
3.如权利要求2所述的控制前馈失真补偿放大器的电路，其特征在于，通过分路取出的所述信号通过一预定频带而获得第一导频信号分量，所述第一导频信号分量包含所述第一导频信号但不包括所述第二信号，而且所述第一导频信号分量与所述第二导频信号混频，经下变频得到第一下变频信号，其频率等于所述第一与第二导频信号的频率之差，并且通过分路取出的所述信号通过另一预定频带而获得第二导频信号分量，它包含所述第二导频信号但不包含所述第一信号，将所述第二导频信号分量与所述第一导频信号混频，经下变频而获得第二下变频信号，其频率等于所述频率之差。
4.如权利要求2所述的控制前馈失真补偿放大器的电路，其特征在于，通过分路取出的所述信号通过一预定频带而获得第一导频信号分量，所述第一导频信号分量包含所述第一导频信号但不包括所述第二信号，而且所述第一导频信号分量与所述第二导频信号作正交混频，经下变频而获得一组第一下变频信号，其频率等于所述第一与第二导频信号的频率之差，并且有正交相位，并且通过分路取出的所述信号通过所述另一预定频带而获得第二导频信号分量，它包含所述第二导频信号但不包含所述第一信号，而将所述第二导频信号分量与所述第一导频信号作正交混频，经下变频而得到一组第二下变频信号，其频率等于所述频率之差，并且有正交相位。
5.如权利要求3所述的控制前馈失真补偿放大器的电路，其特征在于，同步检测所述第一和/或第二下变频信号，以便利用同步检测所述第一与第二导频信号的频率之差的信号产生所述控制信号，同步检测信号由同步检测信号发生装置提供，而所述发生装置利用所述第一与第二导频信号产生同步检测信号。
6.如权利要求4所述的控制前馈失真补偿放大器的电路，其特征在于，同步检测所述一组具有正交相位的第一下变频信号和/或所述一组具有正交相位的第二下变频信号，以便利用同步检测所述第一与第二导频信号的频率之差的信号产生所述控制信号，同步检测信号由同步检测信号发生装置提供，而所述发生装置利用所述第一与第二导频信号产生同步检测信号。
7.如权利要求4所述的控制前馈失真补偿放大器的电路，其特征在于，分别同步检测通过合成所述一组具有正交相位的第一下变频信号和所述一组具有正交相位的第二下变频信号的同相分量而得到的信号，以及通过合成所述一组具有正交相位的第一下变频信号和所述一组具有正交相位的第二下变频信号的正交分量而得到的信号，以便利用同步检测所述第一与第二导频信号的频率之差的信号产生所述控制信号，同步检测信号由同步检测信号发生装置提供，而所述发生装置利用所述第一与第二导频信号产生同步检测信号。
8.如权利要求4所述的控制前馈失真补偿放大器的电路，其特征在于，对所述一组具有正交相位的第一和/或第二下变频信号分别作电平检测，以产生所述控制信号。
9.如权利要求5～7所述的控制前馈失真补偿放大器的电路，其特征在于，所述同步检测信号发生装置将所述第一与第二导频信号混合在一起，使所述混合信号中频率等于所述第一与第二导频信号的频率之差的部分通过，并把得到的信号分配给多条通路。
10.如权利要求3或4所述的控制前馈失真补偿放大器的电路，其特征在于，交替切换检测所述第一与第二下变频信号。
11.如权利要求10所述的控制前馈失真补偿放大器的电路，其特征在于，应用所述第一下变频信号的检测时间和应用所述第二下变频信号的检测时间通过加权确定。
12如权利要求11所述的控制前馈失真补偿放大器的电路，其特征在于，所述第一与第二导频信号的频率根据所有所述载波确定，而所述加权根据所有实际使用的所述载波的加权确定。
13.如权利要求3或4所述的控制前馈失真补偿放大器的电路，其特征在于，对所述第一与第二导频信号源构成振荡器的元件、构成让信号通过而取出所述第一导频信号的带通滤波器的元件，以及构成让信号通过而取出所述第二导频信号的带通滤波器的元件，都具有几乎相同的温度特性。
14.如权利要求3或4所述的控制前馈失真补偿放大器的电路，其特征在于，对所述第一与第二导频信号源构成振荡器的元件、构成让信号通过而取出所述第一导频信号的带通滤波器的元件，以及构成让信号通过而取出所述第二导频信号的带通滤波器的元件，都装在有同样温度控制的炉上。
15.一种前馈失真补偿放大器，其特征在于包括失真检测回路，用于检测主放大器产生的失真分量，其方法是把从所述主放大器的输入信号里分出且含有多个不同频率载波的信号，耦合至从所述主放大器输出信号里分出的信号，让耦合造成诸载波分量相互抵消；失真补偿回路，用于将所述耦合得到的信号与所述主放大器的输出信号再耦合；和调节装置，用于调节至少一个要再耦合的信号的幅值与相位，使失真分量通过再耦合相互抵消，其中放大器包括如权利要求3或4中控制前馈失真补偿放大器的电路。
全文摘要
一种控制前馈失真补偿放大器的方法，包括检测主放大器产生的失真分量，通过把从所述主放大器输入信号里分出且含有多个不同频率载波的信号耦合至从所述主放大器输出信号里分出的信号，从而耦合使诸载波分量相互抵消；把所述耦合得出的信号再耦合至所述主放大器的输出信号；调节至少一个准备再耦合的信号的幅值与相位，使失真分量通过再耦合相互抵消，其中把从第一与第二导频信号源得到的第一与第二导频信号插入主放大器的输入或输出信号里，通过分路取出由所述再耦合得出的信号部分，通过分路取出的所述信号分别与所述第一和第二导频信号混频，这样经下变频而产生下变频信号，从而根据所述下变频信号产生调节所述幅值与相位的控制信号。
文档编号H03F1/32GK1391341SQ0212334
公开日2003年1月15日 申请日期2002年6月11日 优先权日2001年6月11日
发明者石田薰, 松吉俊满, 高地直树, 斉藤祐二 申请人:松下电器产业株式会社