专利名称：多路分解器的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种利用多个表面声波滤波器的多路分解器，其中所述表面声波滤波器由一个压电衬底上形成的多个表面声波元件构成。
背景技术：
由一个压电衬底上形成的多个表面声波元件构成的表面声波滤波器已知为用于移动通讯应用等中的高频带通滤波器。
作为这种类型的表面声波滤波器，有一种已知的表面声波滤波器，其构成为一种梯形电路，该电路具有在输入端子和输出端子之间形成的一个串联支路、在该串联支路与参考电位端子之间形成的多个并联支路、和适当置于所述串联支路和并联支路中的表面声波谐振器。还有一种已知技术，用于由带通频率不同的多个这样的梯形表面声波滤波器形成一个多路分解器。
例如，在日本专利No.3,246,906中描述的一种技术已知为背景技术。
图23为表示一种背景技术多路分解器的等效电路图。图24示出图23所示多路分解器在通带附近的频率特性。图25示出图23所示多路分解器在谐波区域中的频率特性。
如图23所示，在日本专利No.3,246,906中公开了一种技术，其中，第一表面声波滤波器BF1的公共端子C侧初始级提供为T输入，而第二表面声波滤波器BF2的公共端子C侧初始级提供为π输入，从而在所述公共端子C和第二表面声波滤波器BF2之间引用了延迟线路9。顺便提及，在日本专利No.3,246,906中还公开了一种技术，用一个感性元件代替延迟线路9。
根据该技术，据说可以容易地构成一个多路分解器，而不会过多损害图24所示的滤波器的原始特性。
日本专利No.3,246,906近年来，越来越多地要求减小多路分解器的大小和厚度，并改善谐波区域中的特性。
特别地，由于表面声波元件大小和结构的限制，使用不高于1GHz的频带很难减小多路分解器的大小。
当使用延迟线路时，可以获得基于所用介电衬底的介电常数的波长缩短效应。例如，在使用300MHz频带的系统中，当使用介电常数大约为4的环氧玻璃板时，延迟线路需要大约40mm长，而当使用介电常数大约为7的陶瓷板时，延迟线路需要大约35mm长。相应地，考虑到延迟线路之间的串扰和相位减小，很难在小于5mm×5mm的空间内容纳延迟线路。
因此，当使用上述延迟线路构成多路分解器时，无法满足减小大小和厚度的要求，因为多路分解器的形状是根据延迟线路的结构尺寸决定的。
近年来，随着移动通信终端的RF电路部分中直接转换的进步，越来越多地要求衰减接收滤波器的二次、三次和四次谐波。但是，使用分布式常数线路形式的延迟线路的移相器不能有效帮助改善谐波区域中的衰减，因为延迟线路只是一个分布线，因而延迟线路的滤波效果很差。
发明内容
因此，本发明的一个目的是提供一种多路分解器，其中可以实现减小尺寸，并且在除通带以外的其它频带内实现大的衰减。
为了解决该问题，根据本发明，提供了一种多路分解器，包括公共端子；多个表面声波滤波器，由表面声波器件构成，具有连接到所述公共端子的信号端子，并具有相互不同的通带；和由置于所述公共端子与预定的一个表面声波滤波器之间的集总常数元件构成的移相器，其输入阻抗影响从公共端子侧看在预定表面声波滤波器的通带内的阻抗与从信号端子侧看的阻抗之间的匹配。
根据减小由使用延迟线路时可能发生的延迟线路之间的接近引起的串扰和相位缩短，本发明有利于减小由集总常数元件构成的移相器本身的尺寸，和有利于改善元件间设计特性和减小尺寸。相应地，与使用延迟线路的多路分解器相比，可以实现更大的尺寸减小。
此外，提供由集总常数元件构成的移相器，使得除通带以外的其它频带内的信号分量被移相器衰减。相应地，在除通带以外的其它频带内可以实现大的衰减。相应地，可以显著改善多路分解器的性能。
图1示出根据本发明一个实施例的多路分解器的等效电路图；图2示出用于图1所示多路分解器的滤波器的特性曲线；图3示出宽频带内滤波器的输入阻抗特性；图4示出纵向双模式表面声波滤波器的输入阻抗特性；图5示出图1所示多路分解器的具体结构的拆分图；图6示出上述多路分解器具体结构的一种变化的例子；图7示出上述多路分解器具体结构中容性元件一种变化的例子；图8示出与使用延迟线路相比，使用集总常数元件的移相器的传递特性；图9示出与使用延迟线路相比，使用集总常数元件的移相器的相位特性；图10为表示与使用延迟线路相比，使用集总常数元件的移相器的阻抗特性的史密斯图；图11示出图1所示多路分解器在通带附近的频率特性；图12示出图1所示多路分解器在谐波区中的频率特性；图13为表示图1所示多路分解器中第二表面声波滤波器的阻抗变化的史密斯图；图14是根据本发明另一实施例的多路分解器的等效电路图；图15为图14所示多路分解器在通带附近的频率特性；图16为图14所示多路分解器在谐波区中的频率特性；图17是根据本发明另一实施例的多路分解器的等效电路图；图18是根据本发明另一实施例的多路分解器的等效电路图；图19为图17所示多路分解器在通带附近的频率特性；图20为图17所示多路分解器在谐波区中的频率特性；图21为图18所示多路分解器在通带附近的频率特性；图22为图18所示多路分解器在谐波区中的频率特性；图23示出现有技术多路分解器的等效电路；图24为图23所示多路分解器在通带附近的频率特性；
图25为图24所示多路分解器在谐波区中的频率特性；具体实施方式
下面将参考附图具体描述本发明的一个实施例。在附图中，用相同的标号表示相同的部件，以避免重复说明。尽管本发明的该实施例特别有助于实现本发明，但本发明不限于该实施例。
根据该实施例的多路分解器这样提供，使得预定元件在例如LiTaO3压电衬底上形成。即，在图1中，多路分解器具有公共端子C、发送滤波器(第一表面声波滤波器)BF1、和接收滤波器(第二表面声波滤波器)BF2。信号输入/输出是通过公共端子C进行的。发送滤波器BF1有一个信号端子t1，通过接点J连接到公共端子C，另一个信号端子t2连接到第一信号端子1。接收滤波器BF2有一个信号端子t3通过接点J连接到公共端子C，另一个信号端子t4连接到第二信号端子2。
发送滤波器BF1和接收滤波器BF2有这样的频率特性，使得一个滤波器的通带作为另一个滤波器的阻带。即，发送滤波器BF1和接收滤波器BF2有相互不同的通带和相互不同的频率特性。在该实施例中，将接收滤波器BF2的通带设置为高于发送滤波器BF1的通带。
尽管该实施例示出接收滤波器BF2的通带高于发送滤波器BF1的通带的情况，但滤波器BF1和BF2的通带也可相反设置。压电衬底不限于上述例子。例如，任何合适的压电衬底，如LiNbO3压电衬底或陶瓷衬底都可使用。
由集总常数元件构成的用于衰减接收滤波器BF2的通带以外的频带内的信号分量的移相器6置于公共端子C和接收滤波器BF2之间。
图2示出从公共端子C侧看发送滤波器BF1的阻抗特性。发送滤波器BF1在接收滤波器BF2的通带内的阻抗比例如大约50Ω的阻抗足够高，50Ω是第二表面声波滤波器BF2的通带输入阻抗，也是从信号端子t1看的阻抗。即使当两个滤波器BF1和BF2如图所示连接到公共端子C时，发送滤波器BF1也不会影响第二表面声波滤波器BF2，第二表面声波滤波器BF2在该第二表面声波滤波器BF2的通带内匹配整个电路的阻抗。也就是说，实现了多路分解的功能。
图2还示出从公共端子C侧看接收滤波器BF2的阻抗特性。接收滤波器BF2在发送滤波器BF1的通带中的阻抗表现为大约15Ω的一个小值。当两个滤波器BF1和BF2如图所示连接到公共端子时，接收滤波器BF2在第一表面声波滤波器BF1的通带内的阻抗会影响发送滤波器BF1的阻抗特性。即，扰乱了多路分解功能。因此必须提供某种阻抗变换装置。
如上所述，在多个滤波器连接到公共端子C的情况下，多路分解功能是根据从公共端子C侧看每个滤波器的输入阻抗决定的。即，多路分解功能不仅限于滤波器的结构。图3示出从公共端子C侧看，发送滤波器BF1和接收滤波器BF2的宽带阻抗特性。在图3中，如果发送滤波器BF1的通带位于低频带侧，则不必提供任何移相器，因为输入阻抗沿低频侧增加。
同样的原理也适用于使用纵向耦合表面声波滤波器的情况。图4示出从公共端子侧看纵向耦合表面声波滤波器的阻抗特性。同样在该情况下，一个滤波器的阻抗特性对另一滤波器通带内的阻抗的影响按照以上所述相同的方式根据连接到公共端子的其它滤波器的通带位置决定。是否呈现多路分解功能，以及提供移相器的必要性是确定的。显然，同样的原理也可应用于其它模式耦合型表面声波滤波器、横截面式表面声波滤波器、陷波滤波器等。
下面将参考图5描述一种能多路分解连接到公共端子C的发送滤波器和接收滤波器而不需要使用任何延迟线路的小型高性能多路分解器。
例如，如图5所示，根据该实施例的多路分解器由四层结构的板组成。各个板相互结合在一起且彼此对齐。发送滤波器BF1、接收滤波器BF2、第一信号端子1、第二信号端子2、和参考电位端子C在位于最上层的板11上形成。
顺便提及，一个通过倒装焊接法固定在板11上的倒装晶片型滤波器，或通过焊接线固定在板11上的线路固定型滤波器可以用作每个发送滤波器BF1和接收滤波器BF2。但从高密度安装和由焊接线的感性引起的频率特性变化的观点看，最好使用倒装晶片型滤波器。
在第二层板12上形成由通过π型低通滤波器(LPF)构成的集总常数元件构成的移相器6，第三层板13和第四层板14为最下层。即，由弯曲导线图案构成的感性元件7在板12上形成。感性元件7的相对的端子分别电气连接到板11上的公共端子C和接收滤波器BF2。在板13上形成分别连接到感性元件7的相对端子的容性元件8的两个电极图案8a。在板14上形成通过一个预定间隙与电极图案8a相对的反电极图案8b。
顺便提及，感性和容性元件7和8的图案不限于图5所示例子。例如，感性元件7的形状可以是图6所示螺旋形，容性元件8的形状可以是图7所示梭形。
多路分解器可以不像图示一样形成三维层叠结构，而是在一个平面中二维地形成。
在以下说明中，根据该实施例的多路分解器形成为使得使用集总常数元件的移相器6作为包含发送滤波器BF1和接收滤波器BF2的一个封装。可选地，移相器6可以作为与发送滤波器BF1和接收滤波器BF2分离的所谓外部型单元。
当用电路表示时，使用集总常数元件的移相器6是表示为π型等效电路的π型低通滤波器。即，作为使用集总常数元件的移相器6的低通滤波器包括感性元件7，位于从公共端子C延伸的发送线中，和两个容性元件8，分别位于感性元件7的两个相对端子与参考电位端子C之间。在下面的说明中，使用集总常数元件的移相器6包含三个元件。可选地，移相器6可以包括期望数目的元件，如5个或7个。
与使用分布常数的延迟线路相比，集总常数元件的大小可以显著缩小。传统上，使用表面声波器件的多路分解器常常由作为分布常数元件的延迟线路构成。
延迟线路的特征阻抗设计为大约50Ω，这是连接的表面声波器件的输入阻抗或该器件的驱动阻抗或负载阻抗。相应地，延迟线路的线宽需要设置在例如40-120μm的范围内。此外，延迟线路在安装板上设计，使得能获得理想相位，同时在延迟线路之间提供一个间隙，以免由延迟线路之间的耦合导致特征阻抗降低。因此，不可避免地需要大的安装面积。
在现有技术中，使用延迟线路的多路分解器用于800MHz-2GHz的频带范围，从而安装面积保持在大约5mm×5mm。从进一步减小尺寸的观点看，使用延迟线路时不能满足充分减小尺寸的要求。
另一方面，移相器通常在以下条件下提供，即延迟线路很难在较低频带，如HF频带或VHF频带中使用。这是因为在电路板上实际形成大于1m的线长很困难。延迟线路的使用限于允许空间限制的情况下。在大多数情况下，在这些频带中使用集总常数元件的移相器。
因此，发明人考虑到可以用同样的原理解决多路分解器尺寸减小的问题。尽管从未有过一个移相器结构的例子在微波区使用集总常数元件，但在大小等于电磁波波长的十万分之一的表面声波器件中使用的移相器相应地需要相当小的尺寸。
但在使用传统延迟线路的技术中，很难再减小延迟线路的尺寸。因此，在使用表面声波器件的多路分解器中的移相器结构中使用集总常数元件来进一步减小尺寸。
随着每条线宽度变小，作为集总常数元件的感性器可以获得更大电感。随着线间的间隙变窄，由于间隙本身中感应的电感，使得总电感增加。因此，使用电感比使用线宽受特征阻抗限制的延迟线路更有利于减小尺寸。另一方面，电容器也有利于减小尺寸，因为电容随着电容器两个相对导体间的间隙减小而增加。通过使用多层板层叠的结构，很容易获得电容器。因此，发明人考虑使用集总常数元件的移相器有利于减小尺寸，即使在考虑增加元件数的情况下也一样。
顺便提及，在日本专利No.3,246,906的权利要求4中描述了一种技术，从作为集总常数元件的电感L制作一个延迟线路。仅仅使用电感是不够的。在任何电感范围内，连接的滤波器的阻抗特性在包括通带以及除通带外的其它频带的所有频带内都被感性移位。因此，在充分匹配的滤波器中，匹配特征的任何部分都明显恶化。因此，如日本专利No.3,246,906所述那样仅从使用串联电感的电路构成多路分解器是不可取的。最好再提供一个匹配电抗元件。
在本发明中，考虑到这一方面，移相器这样构成，使得移相器的阻抗在期望的频率可以与负载/驱动阻抗充分匹配(例如可以用串联电感和并联电容)，并且在该期望频率可以实现必要的相位旋转角。此外，移相器这样设置，使得在除通带以外的压缩频带内，通过π或T阻抗元件滤波器可以同时获得期望的衰减特性。
待插入的移相器6的配置根据移相器在期望频率的输入/输出阻抗Zlump、相位旋转角γ以及元件数给出。使用三个元件的最简单配置由下式给出
Zlump＝(L/C)1/2γ＝jω(L/C)1/2其中，ω是期望角频率。
作为使用集总常数元件的移相器，可以提供四种滤波器，即图14所示的T低通滤波器、图1所示的π低通滤波器、图17所示的π高通滤波器、以及图18所示的T高通滤波器。下文中将描述图14、17、和18的内容。
四种滤波器的所有元件值由以上表达式给出。该四种滤波器在期望频带内的阻抗和相位旋转角相等，但在其它频带内的传输特性不同。在给定γ的值为一半的条件下，如果元件被级联连接，以便在计算后集中相同的元件部分，则元件数可以从3变为5。
图8示出具有根据本发明的四种结构的移相器的通带特性与现有技术设备的通带特性在2GHz频带内的比较。很明显，现有技术的通带特性在10GHz以下的范围内衰减很少，而具有根据本发明的低通滤波器和高通滤波器的四种结构的移相器在期望频带以外的较高和较低频带内表现出信号衰减。
图9示出具有根据本发明的四种结构的移相器的相位特性与现有技术设备的相位特性在2GHz频带内的比较。很明显，每个低通滤波器在期望频率给出与使用延迟线路相同的相位，而每个高通滤波器在不同于期望频率的频率给出与使用延迟线路相同的相位。根据L和C的设置，可以任意给出与每个器件的输入/输出阻抗和器件的负载/驱动阻抗一致的Zlump和γ。
图10示出根据本发明的四种移相器的阻抗特性的史密斯图线。在现有技术中，延迟线路表现出在宽频带内与负载/驱动阻抗匹配的传输特性。另一方面，根据本发明的移相器在期望频带之外的其它频带内具有相互截然不同的反射系数。
如上所述，与使用延迟线路的情况相比，根据本发明的移相器的特征在于，在期望频带之外的其它频带内可以提供多种传输特性、多种相位特性和多种阻抗特性。因此，尽管在期望频带内可以满足移相器的阻抗特性和相位特性，但在期望频带之外的其它频带内，传输特性会改变。
图11示出具有上述结构的多路分解器在通带邻近的频率特性。图12示出多路分解器在谐波区域内的频率特性。图13示出在多路分解器的接收侧提供的接收滤波器BF2的阻抗特性的史密斯图线。
如图11所示，发送滤波器BF1与接收滤波器BF2的通带相互不同，接收滤波器BF2的通带高于发送滤波器BF1的通带。如图12所示，与使用延迟线路的情况相比，接收滤波器BF2在谐波区域中的信号分量显著减小(BF1′和BF2′)，因为使用集总常数元件的移相器6有效作用于信号分量。如图13所示，显然接收滤波器的阻抗顺时针旋转以提供与使用延迟线路相等的特性，但插入了集总常数元件，并且获得了谐波抑制特性。如图11所示，显然在BF1的通带内提供传输特性，使其等价于BF2的通带内的传输特性。
当使用多路分解器时，可以改善接收滤波器的谐波区域内的衰减特性，使得有可能进一步减小多路分解器的尺寸。
例如，图14中用T形等效电路表示的T低通滤波器可以用作使用集总常数元件的移相器6。也就是说，低通滤波器，即图14所示的移相器6，包括两个感性元件7，位于从公共端子C延伸的传输线中，和一个容性元件8，位于感性元件7的中点与参考电位端子G之间。
图15示出图14所示移相器6在通带邻近的频率特性。图16示出移相器6在谐波区域中的频率特性。如图15所示，发送滤波器BF1与接收滤波器BF2具有各自的通带，其中接收滤波器BF2的通带高于发送滤波器BF1的通带。如图16所示，与使用延迟线路的情况相比，接收滤波器BF2谐波区域中的信号分量显著降低(BF1′和BF2′)。
高通滤波器，如表示为图17所示π型等效电路的π型高通滤波器，或表示为图18所示T型等效电路的T型高通滤波器，可用作移相器6。
也就是说，高通滤波器，即图17所示的移相器6，包括一个容性元件8，位于从公共端子C延伸的传输线中，和两个感性元件7，分别位于参考电位端子G与容性元件8的两个相对端之间。
另一方面，T型高通滤波器，即图18所示的移相器6，包括两个容性元件8，位于从公共端子C延伸的传输线中，和一个感性元件7，位于容性元件8的中点与参考电位端子G之间。
图19示出图17中的移相器6在通带附近的频率特性，图20示出图17中的移相器6在谐波区域中的频率特性，图21示出图18中的移相器6在通带附近的频率特性，图22示出图18中的移相器6在谐波区域中的频率特性。
如图19和21所示，发送滤波器BF1与接收滤波器BF2具有各自的通带，其中接收滤波器BF2的通带高于发送滤波器BF1的通带。如图20和22所示，与使用延迟线路的情况相比，在通带之外的其它频带中(即低频区，因为移相器6是高通滤波器)的信号分量显著降低(BF1′和BF2′)。
每个接地的感性元件7可以提供浪涌电压容差。每个串联插入的容性元件8可以切断直流分量。
如上所述，根据本发明使用集总常数元件的移相器可以用来直接代替现有技术多路分解器中的延迟线路，因为移相器在期望频带内可以提供任意的输入/输出阻抗和任意的相位量。
尽管针对多路分解器包括两个滤波器的情况描述了该实施例，但本发明不限于双滤波器类的多路分解器，还可以应用于由多个滤波器的任意组合构成的多滤波器类多路分解器。
在多滤波器类型的多路分解器的情况下，如果从公共端子侧看一个组合滤波器的输入阻抗对在所连接的另一个滤波器的通带中的阻抗有影响，则根据本发明使用集总常数元件的移相器6可以插入到公共端子和该滤波器之间。
移相器6为滤波器的通带提供期望的阻抗特性。滤波器在另一个连接的滤波器的通带中的阻抗被移相器增加，从而可以减小该滤波器对另一个滤波器的通带中的阻抗的影响。
从以上叙述中清楚看到，根据本发明可以获得以下效果。
即，根据本发明的多路分解器的大小可以减小，因为在多路分解器中使用的移相器使用了在空间效率方面大大优于延迟线路等的集总常数元件。
尽管在滤波器通带内可以提供多路分解器的期望阻抗特性和相位特性，但在不同于该通带的其它频带内信号分量会衰减。因此，可以同时获得尺寸的减小和多路分解器性能的改善。
当使用高通滤波器时，还可以获得浪涌容差功能和直流切断功能，从而可以提供多功能特性。
权利要求
1.一种多路分解器，包括一个公共端子；多个由表面声波器件构成的表面声波滤波器，具有信号端子连接到所述公共端子，并且彼此的通带不同；和由集总常数元件构成的一个移相器，位于所述公共端子和所述表面声波滤波器中的预定的一个之间，该移相器的输入阻抗对在所述预定表面声波滤波器的通带中从公共端子侧看的阻抗与从所述信号端子侧看的阻抗之间的匹配有影响。
2.如权利要求1所述的多路分解器，其中所述表面声波器件包括由一个表面声波器件构成的第一表面声波滤波器，其具有一个信号端子连接到所述公共端子，并具有预定的通带；和由一个表面声波器件构成的第二表面声波滤波器，其具有一个信号端子连接到所述公共端子，并具有与所述第一表面声波滤波器的通带不同的通带。
3.如权利要求2所述的多路分解器，其中所述第一表面声波滤波器以这样的方式形成，即由置于串联支路中的表面声波谐振器制成的串联支路谐振器和置于并联支路中的表面声波谐振器制成的并联支路谐振器构成的多个级被连接，使得所述公共端子侧上的第一级由一个所述串联支路谐振器组成；并且所述第二表面声波滤波器以这样的方式形成，即由置于串联支路中的表面声波谐振器制成的串联支路谐振器和置于并联支路中的表面声波谐振器制成的并联支路谐振器构成的多个级被连接，使得所述公共端子侧上的第一级由一个所述并联支路谐振器组成。
4.如权利要求1或2所述的多路分解器，其中所述移相器是低通滤波器。
5.如权利要求4所述的多路分解器，其中所述低通滤波器是表示为T型等效电路的T型低通滤波器。
6.如权利要求5所述的多路分解器，其中所述低通滤波器包括置于从所述公共端子延伸的一条传输线路中的两个感性元件，和置于所述感性元件中点与一个参考电位端子之间的一个容性元件。
7.如权利要求4所述的多路分解器，其中所述低通滤波器是表示为π型等效电路的π型低通滤波器。
8.如权利要求7所述的多路分解器，其中所述低通滤波器包括置于从所述公共端子延伸的一条传输线路中的一个感性元件，和分别置于所述感性元件相对端与一个参考电位端于之间的两个容性元件。
9.如权利要求1或2所述的多路分解器，其中所述移相器是高通滤波器。
10.如权利要求9所述的多路分解器，其中所述高通滤波器是表示为T型等效电路的T型高通滤波器。
11.如权利要求10所述的多路分解器，其中所述高通滤波器包括置于从所述公共端子延伸的一条传输线路中的两个容性元件，和置于所述容性元件中点与一个参考电位端子之间的一个感性元件。
12.如权利要求9所述的多路分解器，其中所述高通滤波器是表示为π型等效电路的π型高通滤波器。
13.如权利要求12所述的多路分解器，其中所述高通滤波器包括置于从所述公共端子延伸的一条传输线路中的一个容性元件，和分别置于所述容性元件相对端与一个参考电位端子之间的两个感性元件。
全文摘要
一种多路分解器，包括一个公共端子；多个由表面声波器件构成的表面声波滤波器，具有信号端子连接到所述公共端子，并且彼此的通带不同；和由集总常数元件构成的一个移相器，位于所述公共端子和所述表面声波滤波器中的预定的一个之间，该移相器的输入阻抗对在所述预定表面声波滤波器的通带中从公共端子侧看的阻抗与从所述信号端子侧看的阻抗之间的匹配有影响。
文档编号H03H9/64GK1725638SQ20041007133
公开日2006年1月25日 申请日期2004年7月20日 优先权日2004年7月20日
发明者木原芳一, 山来雅弘 申请人:Tdk株式会社