专利名称：放大器和通信设备的制作方法
技术领域：
本发明涉及用于在无线通信过程中进行发送和接收的放大器和通信设备，尤其是应用于例如UWB(超宽带)通信并对接收信号的高频分量执行电压放大的放大器和通信设备。
更具体地，本发明涉及在UWB通信所使用的宽频率带宽中共同执行放大操作的放大器和通信设备，尤其是在宽频率带宽上具有平坦的放大特性、从而能够防止寄生电容所导致的降级(degration)以及群时延很短的宽带放大器和通信设备。
背景技术：
作为能将用户从有线方法所需要的LAN布线中解脱出来的系统，无线LAN正在引起越来越多的关注。按照无线LAN，由于在办公室之类的工作空间中可以省略几乎所有的有线电缆，因此比较容易移动个人计算机(PC)之类的通信终端。近年来，随着无线LAN系统在速度方面的提升以及价格方面的下降，对于无线LAN系统的需求有了显著增加。近年来，还特别考虑了个人局域网的安装，以便构造小规模的无线网络，以及在多个个人电子设备之间执行信息传递。
例如，作为实现短程超高速传输的无线通信系统，最近有一种名为超宽带(UWB)通信的方法正在引起关注，该方法使用了极宽的频率带宽来执行无线通信，预期这种方法将会投入实际使用。目前，IEEE802.15.3委员会等等已经提出了一种基于包含前同步码的分组结构的数据传送方法，作为超宽带通信的接入控制方法。
在UWB通信中，考虑了诸如DS-SS和OFDM之类的调制方法。依照DS-SS方法，在传输过程中，信息信号将会与一个名为PN(伪噪声)码的随机码序列相乘，以便直接扩展(DS(Direct Spread)直接扩展)所占用的带宽，而在接收端，接收到的扩展信息信号通过与PN码相乘而被逆扩展，由此再现信息信号。DS-SS方法可以通过在例如3GHz～10GHz的扩展超高频率带宽上执行传输和接收来实现高速数据传送。
依照OFDM(正交频分复用)方法，每一个载波的频率都进行了设置，使得在一个码元持续时间中，每一个载波都与每个其他的载波相正交，在传送信息的过程中，多个数据被分配给各个载波，并且对每一个载波的幅度和相位执行调制。并且还对多个载波执行反向FFT，以便将每一个载波转变成与所保持的频率轴相正交的时间轴上的信号，并且传送时间轴上的信号。在接收过程中，执行FFT而将时间轴上的信号转变成频率轴上的信号，并且各个载波将会经历与其调制方法相对应的解调处理，以便再现由原始串行信号所传送的信息。由于发射数据是在一种分散到多个不同频率载波的状态中传送的，因此，每一个载波的带宽将会窄化，并且可以抵抗频率的选择性衰落。
在无线通信设备中，在接收无线信号的过程中，通常会对接收信号执行电压放大操作。例如，在上述超宽带通信中，由低噪声放大器(LNA)对高频成分执行电压放大操作。在这种情况下，较为理想的是在UWB所使用的3GHz～5GHz这个大小为2GHz的宽频率带宽中共同地执行电压放大。
一般来说，宽带放大器可以通过将MOS-FET(金属氧化物半导体场效应晶体管)、双极性晶体管或类似装置与带通滤波器(相关实例可以参见非专利文献1)相结合来进行构造。
图8显示了通过将放大器件(amplifier device)与一阶带通滤波器(BPF)(相关实例可以参见非专利文献2)相结合所构造的宽带放大器的结构。
如所示，这种宽带放大器被构造为将一阶带通滤波器作为与放大器件102的漏极和源极相并联的负载来提供，其中所述一阶带通滤波器由LC并联谐振电路构成，该电路由并联线圈Lp103、并联电容Cp104以及电阻器RL105构成，而放大器件102则是用MOS-FET或双极性晶体管构造的。
在图8中，附图标记101指示的是宽带放大器的输入端，附图标记108指示的是宽带放大器的输出端，放大器件102则作为压控电流源来进行操作。具体地，输入端101上的电压V1施加于放大器件102的栅极，而放大器件则在图8中的箭头所指示的方向上输出一个大小为栅极电压V1的gm倍的电流。此时，输出端108上提供的电压是用V2表示的。
图8所示的宽带放大器的传输函数H(s)是用以下公式表述的[公式1]H(s)=-s·Lp·RL·gms2·Lp·Cp·RL+s·Lp+RL]]>图9显示的是图8所示的宽带放大器的s平面的零-极点图。在图9中，符号“o”表示零点，符号“x”表示极点。在s平面上，极点位于那些传输函数H(s)的分母为0的点上，而零点则位于那些传输函数h(s)的分子为零的点上。在所示实例中，零点位于s平面的中心，与带通滤波器的阶数相对应的极点数量则出现在s平面的另一侧。
图10和11分别显示的是图8所示的宽带放大器的传输特性实例以及群延迟特性。每一个特性都被归一化成gm×RL＝1，其中中心频率为4GHz。当带通滤波器在零点具有-∞的传输特性，并且在s平面上的每一个极点都具有+∞的传输特性的时候，在虚轴上获取的截面与这个带通滤波器的传输特性是对应的。将LCR并联谐振电路的参数(也就是图9所示的s平面传输特性)设置用来使通带(例如3GHz到5GHz)平坦的带通滤波器称为巴特沃斯(Butterworth)滤波器，并且这种传输特性称为巴特沃斯特性。
然而，从图10和11中可以看出，在通过将LCR并联谐振电路构成的一阶带通滤波器用作放大器件的负载而构造的宽带放大器中，存在以下问题。
(1)频率特性是一个单峰值特性，该特性的平坦度无法满足在很宽的带宽中的应用。此外，该问题还取决于这样一个事实，那就是一阶带通滤波器仅仅具有与阶数相对应的极点数，也就是说，在每一侧都只有一个极点。
(2)如图8所示，放大器具有相对简单的结构；然而，宽带放大器是具有群时延的。
在这种结构中，如果要使保持平坦的带宽加宽，那么必须增大线圈103的电感Lp或者减小电阻器105的电阻值RL。然而，如果增大电感Lp，那么由于自谐振频率很低，放大器将不适合在很高的频率上工作。此外，如果减小电阻值RL，那么放大器的增益也会减小。
图12显示的是将放大器件与二阶带通滤波器(BPF)相结合所构造的宽带放大器。
如所示，这种宽带放大器被构造成将二阶带通滤波器作为与放大器件102的漏极或源极相并联的负载来提供，其中所述放大器件102是用MOS-FET或双极性晶体管构造的。所述二阶带通滤波器是用由并联线圈Lp103和并联电容器Cp104构成的LC并联谐振电路，由串联线圈Ls107和串联电容器Cs106构成的LC串联谐振电路，以及电阻器RL105构成的。
在图12中，附图标记101指示的是宽带放大器的输入端，附图标记108指示的是宽带放大器的输出端，并且放大器件102是作为一个压控电流源来进行操作的。具体地，输入端101上的电压V1被施加于放大器件102的栅极，而放大器件则在图12中的箭头所指示的方向上输出一个大小为栅极电压V1的gm倍的电流。此时，在输出端108上提供的电压是用V2表示的。
图12所示的宽带放大器的传输函数H(s)是用以下公式表述的[公式2]H(s)=-s2·Lp·Cs·RL·gms4·Lp·Ls·Cp·Cs+s3·Lp·Cp·Cs·RL+s2·(Lp·Cp+Ls·Cs+Lp·Cs)+s·Cs·RL+1]]>图13显示的是在图12所示宽带放大器的S平面中的零极点图。在图13中，符号“o”表示零点，符号“x”表示极点。在S平面上，极点处于那些传输函数H(s)的分母为零的点上，而零点则处于传输函数H(s)的分子为零的点上。在所示实例中，零点处于S平面的中心，并且与带通滤波器的阶数相对应的两个极点出现在S平面的一侧上。在这个宽带放大器中，采用巴特沃斯特性，以使通带(例如3～5GHz)平坦。
图14和15分别示出图12所示的宽带放大器的传输特性实例以及群延迟特性。其中每一个特性都被归一化成gm×RL＝1，其中中心频率为4GHz。
从图10和14的比较中可以看出，在使用二阶带通滤波器作为放大器件负载而构造的宽带放大器中，通带中的特性平坦度得到了改善，但却出现了下列问题。
(1)与图11的放大器相比，图12所示的宽带放大器具有很长的群时延，并且不适合电压反馈型放大器电路。该问题取决于这样一个事实，即，串联线圈Ls107和串联电容器Cs106是以串联的方式插入到放大器件102的输出端与放大器的输出端108之间的，并且这个LC电路的谐振将会成为延迟的主要原因。(对图8所示的放大器而言，由于放大器件102的输出端充当了放大器的输出终端108，因此不会出现群延迟的问题。)(2)在将后级电路(例如下变换器、AGC或A/D转换器)与放大器的输出端108相连的情况下，该电路将充当放大器的寄生电容，但是由于在放大器的输出端与GND之间没有电容部件，因此，加到输出端的寄生电容不能作为一部分常量而被吸收，并且频率特性也会降低。
在图12所示的实例中，由于放大器被构造成使得串联电容Cs106以及寄生电容是串联的，因此很难消除寄生电容的影响。另一方面，在图8所示的实例中，并联电容器Cp与寄生电容是并联的(与电容器与寄生电容串联的结构不同)，由此很容易就可以通过减小并联电容器Cp104的电容来消除寄生电容的问题。
Ken Yanagisawa和Noriyoshi Kamiya，“Theory and Design ofFilter”，(Akiba Shuppan，1986)[非专利文献2]
Guillermo Gonzales，“Microwave Transistor Amplifiers Analysisand Design”(第170～172页，Prentice Hall，1984)发明内容[本发明所要解决的问题]本发明的目的是提供一种优良的放大器和通信设备，这二者都可以在UWB通信中使用，并且可以在很宽的频率带宽中共同执行放大。
本发明的另一个目的是提供一种优良的放大器和通信设备，所述放大器和通信设备在很宽的频率带宽上具有平坦的放大特性，由此可以防止因为寄生电容所导致的降级，并且具有很短的群时延。
鉴于上述问题提出了本发明，并且本发明提供了一种放大器，其特征在于包括一个放大器件以及一个带通滤波器，其中该带通滤波器是作为放大器件的负载而被提供的，并且，该放大器还具有一个s平面，其中提供了多个极点，而在极点之间则提供了零点。
当带通滤波器在s平面上的每一个零点都具有-∞的传输特性，并且在每一个极点都具有+∞的传输特性的时候，在虚轴上获取的截面与这个带通滤波器的传输特性是对应的。根据这一事实，对依照本发明的宽带放大器来说，通过位于原点之外的相应位置的各个零点与相邻的极点的相互作用，可以改善通带中的特性平坦度。具体地，相对于提供二阶带通滤波器作为放大器件的负载所能获得的特性平坦度而言，依照本实施例的宽带特性是可以与之比拟的。
在这个构造中，充当电流输出放大器件负载的带通滤波器是由LC并联谐振电路以及LCR串联谐振电路构成的，其中所述谐振电路是以与放大器件并联的方式提供的。
在这种情况下，带通放大器不具有以串联于放大器输出端的方式提供的电容器，由此不会出现在将一阶带通滤波器用作放大器件负载时产生的群延迟的问题。
此外，在这种情况下，放大器具有这样一种电路构造，其中，在放大器件的输出端与放大器的输出端之间没有以串联方式设置电感和电容器。因此，在放大器的输出端与GND之间存在一个电容部件，这样，即使将后级电路(例如下变换器、AGC或A/D转换器)连接到放大器的输出端，也可以通过吸收被加到输出端的寄生电容作为一部分常数来防止频率特性降级。
此外，如果将依照本发明的放大器与共栅极电路以及共栅共阴电路(cascode circuit)相结合，那么可以实现一种输入匹配在带宽方面得到展宽的宽带放大器。
另外，如果将依照本发明的放大器与共源电路以及共栅共阴放大电路相结合，那么可以实现一种输入匹配在带宽方面得到展宽的宽带放大器。
依照本发明，由于可以在很宽的带宽中获取恒定的传输特性，因此可以构造宽带放大器。
此外，依照本发明，由于群延迟很短，因此可以构造一个使用了电压反馈放大器的宽带放大器。
此外，依照本发明，由于在输出端与GND之间提供了并联电容器，因此，即使向输出端添加了寄生电容，所述寄生电容也可以作为一部分常量而被吸收，这样则可以防止频率特性降级。
此外，依照本发明，通过共栅极电路以及共栅共阴电路相结合，可以构造一种输入阻抗匹配展宽的高增益宽带放大器。
此外，依照本发明，通过共源电路、共栅共阴电路以及电压反馈电路相结合，可以构造一个输入阻抗匹配展宽的高增益宽带放大器。
从下文中结合附图所进行的关于本发明实施例的更详细描述中可以清楚了解本发明的其他目的和优点。
图1是显示依照本发明一个实施例的宽带放大器结构(常规实例)的视图。
图2是显示图1所示宽带放大器的S平面中的零极点图的视图。
图3是显示图1所示宽带放大器的传输特性实例的视图。
图4是显示图1所示宽带放大器的群延迟特性的视图。
图5是显示将共栅极共栅共阴放大器应用为图1所示的宽带放大器中的电流输出放大器的构造实例的视图。
图6是显示将具有电压反馈的共源极共栅共阴放大器应用为图1所示的宽带放大器中的电流输出放大器的构造实例的视图。
图7是显示将图1所示的宽带放大器应用于LNA的无线通信设备结构的视图。
图8是显示通过组合放大器件与一阶带通滤波器(BPF)所构造的宽带放大器构造(常规实例)的视图。
图9是显示图8所示的宽带放大器的S平面中的零极点图的视图。
图10是显示图8所示的宽带放大器的传输特性实例的视图。
图11是显示图8所示宽带放大器的群延迟特性的视图。
图12是显示通过组合放大器件与二阶带通滤波器(BPF)所构造的宽带放大器构造(常规实例)的视图。
图13是显示图12所示宽带放大器的S平面中的零极点图的视图。
图14是显示图12所示宽带放大器的传输特性实例的视图。
图15是显示图12所示宽带放大器的群延迟特性的视图。
10无线通信设备11天线12带通滤波器(BPF)13发送/接收转换器14低噪声放大器(LNA)15下变换器16自动增益控制器(AGC)
17模数转换器(ADC)18，21信号处理电路(DSP)22数模转换器(DAC)23上变换器24功率放大器(PA)101 输入端102 放大器件103 并联线圈Lp104 并联电容器Cp105 电阻器RL106 串联电容器Cs107 串联线圈Ls108 输出端201，301MOS-FET202，402 电阻器203，303 偏压端204，302，401 电容器具体实施方式
在下文中将参考附图来详细描述本发明的实施例。
图1显示的是依照本发明一个实施例的宽带放大器的构造。这个宽带放大器是通过将MOSFET、双极性晶体管或类似设备所构成的放大器件与带通滤波器相结合而被构造的。
更具体地，这样构成该宽带放大器，使得可以提供LC并联谐振电路以及LCR串联谐振电路，作为与电流输出类型的放大器件102的漏极和源极相并联的负载，其中LC并联谐振电路是由并联线圈Lp103以及并联电容器Cp104构成的，而LCR串联谐振电路则是由串联线圈Ls107、串联电容器Cs106以及电阻器RL105构成的。
在图1中，附图标记101表示宽带放大器的输入端，附图标记108表示宽带放大器的输出端，而放大器件102则是作为压控电流源工作的。具体地，输入端101上的电压V1施加于放大器件102的栅极，并且放大器件会在图1中的箭头所指示的方向上输出一个大小为栅极电压V1的gm倍的电流。此时，在输出端108上提供的电压是用V2表示的。
图1所示的宽带放大器的传输函数H(s)则是用以下公式表述的[公式3]H(s)=-(s3·Lp·Ls·Cs+s2·Lp·Cs·RL·gm+s·Lp·gm)s4·Lp·Ls·Cp·Cs+s3·Lp·Cp·Cs·RL+s2·(Lp·Cp+Ls·Cs+Lp·Cs)+s·Cs·RL+1]]>图2显示的是图1所示宽带放大器的s平面中的零极点图。在图2中，符号“o”表示零点，符号“x”表示极点。在这个宽带放大器中，其中采纳了巴特沃斯特性，以使通带(例如3～5GHz)变平。图3和4分别显示的是图1所示的宽带放大器的传输特性实例以及群延迟特性。其中每一个特性都被归一化成gm×RL＝1，其中中心频率为4GHz。
在s平面上，极点处于那些传输函数H(s)的分母为零的点上，而零点则处于那些传输函数H(s)的分子为零的点上。在图2所示的s平面上，零点处于s平面的中心，与带通滤波器的阶数相对应的两个极点则出现在s平面的一侧。此外，在本实施例中，由于提供了由串联线圈Ls、串联电容器Cs以及电阻器RL所构成的LCR串联谐振电路，因此，零点是在两个极点之间的、除原点之外的位置提供的。
当带通滤波器在s平面上的每一个零点都具有-∞的传输特性，并且在每一个极点都具有+∞的传输特性的时候，在虚轴上获取的截面与传输特性是对应的。根据这一事实，通过位于原点之外的相应位置的各个零点与相邻的极点的相互作用，可以改善通带中的特性平坦度。具体地，相对于提供二阶带通滤波器作为放大器件负载(参见图12)时所能获得的传输特性(参见图14)而言，依照本实施例的宽带特性是可以与之比拟的。
对依照本实施例的宽带放大器来说，放大器件102的输出端充当了放大器的输出端108，由此不会出现与应用一阶带通滤波器作为放大器件负载(参见图8)的情况相类似的群时延问题。从图4与11之间的比较中也可以理解这一事实。
从图1中可以看出，对依照本发明的宽带放大器来说，并联电容器104以及串联电容器106与输出端相并联地设置。具体地，在放大器的输出端与GND之间存在一个电容部件，这样，即使将后级电路(例如下变换器、AGC或A/D转换器)连接到放大器的输出端108，也可以通过吸收被加到输出端的寄生电容作为一部分常量来防止频率特性降级。
图5显示的是一个构造实例，其中共栅极共栅共阴放大器(common-gate cascode amplifier)作为电流输出放大器件而被应用在图1所示的宽带放大器中。
输入端101与MOS-FET 201的源极相连，由此将输入信号施加于该源极。电容器204连接在MOS-FET 201的栅极与GND之间，由此将MOS-FET 201的栅极与AC地相连。电阻器202则连接在MOS-FET 201与偏压端203之间，由此将预定的栅极电压提供给MOS-FET 201。MOS-FET 301的源极与MOS-FET 201的漏极相连，以便构造一个共栅共阴电路。
电容器302连接在MOS-FET 301的栅极与GND之间，由此将MOS-FET 301的栅极连接到AC地。MOS-FET 301的栅极则连接到偏压端303，由此将预定的栅极电压施加于栅极。
附图标记103和104分别表示的是构成LC并联谐振电路的并联电感器Lp以及并联电容器Cp。附图标记107、106和105分别表示的是构成LCR串联谐振电路的串联电感器Ls、串联电容器Cs以及电阻器RL。这些LC并联谐振电路和LCR串联谐振电路是作为放大器件的负载而被并联设置的。附图标记108表示的则是输出端。
由于MOS-FET 201是栅极接地的(源极充当输入)，因此，输入阻抗最初较低并且阻抗匹配带宽是可以展宽的，由此可以获得良好的天线匹配。此外，由于共栅共阴连接的MOS-FET 301的栅极宽度W可以独立于MOS-FET 201的栅极宽度设置，因此，所示出的构造实例适合增大MOS-FET 201的栅极宽度W，以便获取很高的增益。另外，本发明的输出电路可以在很宽的带宽中获取恒定的电压增益。
图6显示的是一个构造实例，其中具有电压反馈的共源极共栅共阴放大器是作为电流输出放大器件而被应用在图1所示的宽带放大器中的。
输入端101与MOS-FET 201的栅极相连，由此将输入信号施加于栅极。MOS-FET 201的源极与GND相连。并且MOS-FET 301的源极与MOS-FET 201的漏极相连，以便构造一个共栅共阴放大电路。
电容器302连接在MOS-FET 301的栅极与GND之间，以使MOS-FET 301的栅极与AC地相连。MOS-FET 301的栅极则与偏压端303相连，以便将预定的栅极电压施加于栅极。
电容器401连接在MOS-FET 301的漏极与电阻器402之间，以便切断沿着电压反馈路径的直流电。电阻器402则连接在电容器401与MOS-FET 201的栅极之间，以便构造一条用于电压反馈的反馈路径。此外，电阻器202连接在电阻器402与偏压端203之间，以便将预定的栅极电压提供给MOS-FET 201。
附图标记103和104分别表示构成LC并联谐振电路的并联电感器Lp以及并联电容器Cp。附图标记107、106和105分别表示构成LCR串联谐振电路的串联电感器Ls、串联电容器Cs以及电阻器RL。这些LC并联谐振电路和LCR串联谐振电路是作为放大器件的负载而被并联提供的。附图标记108表示输出端。
在这种情况下，由于栅极是输入，因此阻抗将会变高，但是由于电容器401与电阻器402之间的连接形成了电压反馈，因此可以降低输入阻抗，以便展宽阻抗匹配带宽，从而实现天线匹配。此外，由于MOS-FET 301是共栅共阴连接的，因此，所示出的构造适合降低MOS-FET 201的漏极与栅极之间的镜像电容，从而提升其增益。另外，本发明的输出电路还可以在很宽的带宽上获取恒定的电压增益。
最后，在这里将参考图7来描述一个将依照本发明的宽带放大器应用于LNA的无线通信设备的构造。
无线通信设备10执行UWB通信，其中该通信例如通过使用极宽的频率带宽来执行无线通信。所示出的无线通信设备10配备了发射/接收天线11以及带通滤波器12，并且通过发送/接收转换器(switch)13而被分离成一条接收线路和一条发送线路。
接收线路是用以下装置构造的用于放大接收信号电压的低噪声放大器(LNA)14，通过频率转换对经过电压放大的接收信号进行下变换的下变换器15，自动增益控制器(AGC)16，模数转换器17，以及对接收数据执行数字信号处理的信号处理电路18。
在这种构造中，如果使用图1所示的宽带放大器作为低噪声放大器14，那么可以在很宽的频率带宽中共同实现电压放大。在这种情况下，由于群时延很短，因此可以使用具有电压反馈的放大器来构造宽带放大器。此外，即使处于下变换器15之后的级中的电路充当了寄生电容，由于在输出端与GND之间提供了并联电容器，因此可以将添加到输出端的寄生电容作为一部分常量来加以吸收，由此可以防止频率特性降级(如上所述)。
另一方面，发送线路是用以下装置构造的对发射数据执行信号处理的数字信号处理电路21、将发射数据变换成模拟信号的数模转换器22、通过频率变换来对模拟发射信号执行上变换处理的上变换器23、以及对经过上变换处理的发射信号的功率进行放大的功率放大器(PA)24。
在上文中已经参考具体实施例而对本发明进行了详细的描述。但是很明显，在没有脱离本发明的范围的情况下，本领域技术人员可以对上述实施例进行多种修改和变更。
上文中关于本发明的构造和优点的描述集中于这样一种情况，其中带宽放大器主要应用于无线通信设备在接收过程中进行的电压放大，但是本发明的范围并不仅限于上述情况。毫无疑问，即使将依照本发明的宽带放大器应用于无线通信中的发送或是应用于无线通信之外的其他用途中的电压放大，也同样可以实现本发明。
换句话说，上文中关于本发明的描述仅仅是出于说明目的而给出的，并且这里所描述的概念不应以限制方式来解释。本发明的范围应被理解成是由附加权利要求的范围限定的。
权利要求
1.一种放大器，其特征在于包括放大器件；以及作为所述放大器件的负载而并联设置的LC并联谐振电路以及LCR串联谐振电路。
2.一种放大器，其特征在于包括放大器件；以及作为所述放大器件的负载而设置的带通滤波器，该滤波器具有一个S平面，在所述S平面中提供了多个极点，并且在这些极点之间提供了零点。
3.根据权利要求2的放大器，其特征在于该带通滤波器不具有与放大器输出端串联的电容器。
4.根据权利要求2的放大器，其特征在于在放大器件的输出端与放大器的输出端之间没有以串联的方式设置电感和电容器。
5.根据权利要求1或2的放大器，其特征在于共栅极电路和共栅共阴电路被组合在一起。
6.根据权利要求1或2的放大器，其特征在于共源极电路、共栅共阴电路与电压反馈电路被组合在一起。
7.一种无线通信设备，其特征在于包括天线，带通滤波器，用于放大接收信号电压的低噪声放大器，通过频率变换而对经过电压放大的接收信号进行下变换处理的下变换器，自动增益控制器，模数转换器，以及对接收数据执行数字信号处理的信号处理电路，其中低噪声放大器是由根据权利要求1或2的放大器构成的。
8.一种无线通信设备，其特征在于包括天线，带通滤波器，用于放大接收信号电压的低噪声放大器，通过频率变换而对经过电压放大的接收信号进行下变换处理的下变换器，自动增益控制器，模数转换器，将发射数据转换成模拟信号的数模转换器，通过频率变换而对模拟发射信号进行上变换处理的上变换器，对经过上变换的发射信号功率进行放大的功率放大器，以及对发射/接收数据执行数字信号处理的信号处理电路，其中低噪声放大器是由根据权利要求1或2的放大器构成的。
全文摘要
一种宽带放大器，该放大器在很宽的频率带宽中具有平坦的放大特性，防止了由于寄生电容所导致的降级情况的出现，此外还具有较短的群时延。该宽带放大器包括带通滤波器，作为电流输出放大器件的负载并联设置，其中所述带通滤波器包括L－C并联谐振电路以及L－C－R串联谐振电路。带通滤波器在s平面上具有多个极点，并且在极点之间具有零点，在通带中改进了特性平坦度。放大器件的输出端充当放大器的输出端，由此不会导致出现群延迟问题。放大器输出端与GND之间的电容部件将会吸收寄生电容作为一部分常量，由此防止频率特性恶化。
文档编号H03F3/193GK1886892SQ200480034579
公开日2006年12月27日 申请日期2004年11月15日 优先权日2003年12月10日
发明者饭田幸生 申请人:索尼株式会社