专利名称：数字线性化系统的制作方法
相关申请的交叉引用本申请要求2004年3月25日提交的美国专利申请号60/556,550(代理人档案号OPTIP008+)的优先权，其标题为“数字线性化系统”(DIGITAL LINEARIZING SYSTEM)，通过引用将其全部结合于本文。
背景技术：
在信号处理系统中，通常需要补偿系统引入的非线性失真。有许多系统非线性的可能源，包括诸如电感器、电容器和晶体管的非线性元件的特征。当模拟信号转换成数字信号时，频繁引入非线性。除了元件非线性外，模数转换器(ADC)常常具有附加的非线性源，如采样电容器的时间常量、放大器中的增益误差和比较器电平中的不精确。
非线性失真可能取决于诸如输入信号的频率范围、变化的历史和速率(也称为转换速率)的许多因素以及例如工作温度的外部因素。对非线性失真建模的困难导致表征和补偿系统非线性的困难。用于表征系统非线性的现有技术，如Volterra放大往往复杂且难以实施。
而且在一些系统中，即使使用Volterra放大来发现失真模型，仍可能由于所需输入的不可用性而无法精确应用它。例如，在一些通信系统中，当对输入的模拟信号数字化并将其解调到基带时，接收器电路可能引入非线性。失真模型所需的中频(IF)信号常常不可用，因为当ADC对信号采样时将IF信号直接解调到基带。将基带信号应用于失真模型常常意味着一些历史和转换速率信息丢失；因此失真估算是不精确的。
能有一种方法即使失真模型所需的一些数据不可用于输入，仍更好地补偿系统非线性，则是有用的。如果无需特定数据访问即可应用补偿方案，则是有用的。
在下文详细描述和附图中，公开了本发明的多种实施例。
图1A-1C是图示多个线性化电路实施例的示意图。
图2是用于补偿数字信号中的非线性失真的过程实施例的流程图。
图3A-3C是图示根据一些线性化电路实施例的基带信号的处理的信号图。
图4A-4C是图示高阶Nyquist区内的输入信号处理的示意图。
图5是图示线性化电路实施例的框图。
图6是图示实施线性处理模块实施例的框图。
图7是图示另一个线性处理模块实施例的示意图。
图8是图示另一个线性处理模块实施例的示意图。
图9是图示非线性处理器实施例的框图。
具体实施例方式
本发明能以多种方式来实施，这些方式包括过程、设备、系统、物的组合、诸如计算机可读存储媒体的计算机可读媒体或其中经由光或电通信链路发送程序指令的计算机网络。在本说明书中，可以将这些实施或本发明可以采用的任何其他形式称为技术。配置为执行任务的如处理器或存储器的组件包括在给定时间临时配置为执行该任务的通用组件或制造为执行该任务的专用组件。一般来说，在本发明范围内可以更改所公开过程的步骤顺序。
下文提出本发明的一个或多个实施例的详细描述，以及说明本发明原理的附图。本发明是结合此类实施例来描述的，但是本发明并不局限于任何实施例。本发明的范围仅由权利要求来限定，本发明涵盖多种更改、修改和等效物。在下文描述中提出大量的特定细节，以便提供对本发明的透彻理解。这些细节是为示例目的而提出的，可以根据权利要求而不拘泥于这些特定细节的其中一些或全部来实现本发明。为了简明的目的，不详细描述与本发明相关的技术领域中熟知的技术材料，以免非必要地使本发明难以理解。
公开一种用于补偿数字信号中的非线性失真的方法和系统。在一些实施例中，基于数字信号生成标称相移信号。基于该数字信号和标称相移信号生成模型化的失真信号，并从数字信号中减去它。然后生成补偿的信号。数字信号可以由限于已知工作区域(例如Nyquist区)的模拟输入产生。在一些实施例中，通过内插数字信号并在数字信号的采样周期的分数间隔处取内插的值来生成标称相移信号。在一些实施例中，通过对数字信号上采样(up-sample)、对上采样的信号滤波并在采样周期的分数间隔处获取内插的值来生成标称相移信号。失真模型还可以使用基于数字信号和/或标称相移信号计算的导数。包括失真模型的补偿系统可以配置为在模数转换器、接收器电路或其通道中具有非线性失真的任何其他适合系统中校正非线性失真。
图1A-1C是图示多个线性化电路实施例的示意图。在图1A中，将非线性系统102的输出发送到线性化电路104，线性化电路104配置为补偿输出失真。线性化电路可以作为嵌入在处理器、现场可编程门阵列(FPGA)、可编程数字信号处理(DSP)引擎、专用集成电路(ASIC)或任何其他适合的装置或它们的组合中的软件或固件代码来实施。在该示例中，将输出106视为理想非失真分量加失真分量。将失真分量与ADC量化误差分离，它等于模拟信号在最精细ADC量化电平以下的部分并且对于具有预定义位数量的ADC来说通常无法减少。失真分量将由线性化电路104来预测和校正。如下文更详细的图示，线性化电路104配置为使用线性化系统的输出106来对失真分量建模。
图1B是包括线性化电路的接收器电路实施例的框图。在该示例中，由射频接收器112接收模拟射频(RF)信号。由滤波器114将该信号解调成IF信号，然后由放大器116将该IF信号放大。由ADC118将该信号转换成数字信号。线性化电路120配置为补偿数字信号122中的非线性失真，非线性失真由接收器链中的元件非线性所致。与图1A的信号106相似，信号122被视为如同它包含理想ADC输出分量和失真分量。线性化电路基于数字信号122来估算失真，并生成补偿的输出。
在图1B中，线性化电路120经训练，以便对整个接收器链引入的非线性失真建模。还可以使用相似的线性化电路来补偿个别元件中的非线性。例如，在图1C中，线性化电路134耦合到ADC 132，并配置为补偿ADC中的非线性失真。为了说明的目的，ADC 132被视为相当于生成理想数字信号138的理想模数转换器136和产生失真分量142的失真模块140。失真模块的转移函数可以是非线性的，且随输入信号144、它的历史和它的转换速率变化。
图2是用于补偿数字信号中的非线性失真的过程实施例的流程图。为了说明的目的，下面的示例详细地论述补偿ADC产生的失真的多种线性化电路实施例的操作和实施。这些技术还可应用于收发器电路或其他适合信号处理装置中的失真补偿。
在该示例中，过程200可以在线性化电路104、120、134或其他适合的装置上实施。该过程开始于接收数字信号(202)。该数字信号可以是如图1C的ADC 132的模数转换器的结果。然后确定基于该数字信号的一个或多个标称相移信号(204)。标称相移信号中的样本对应于ADC输入在数字信号的分数采样相位处的样本(换言之ADC的采样周期之间的分数间隔处的样本)。如下文详细图示的，可以使用诸如内插、上采样、直接调制或任何其他适合的技术来生成标称相移信号。由失真模块处理接收到的数字信号和标称相移信号，以生成模型化的失真信号(206)。然后从数字信号减去模型化的失真信号来生成补偿的信号(208)。
可以使用图1C所示的系统实施例来说明过程200。ADC输出152对应于接收到的数字信号(202)。由系统失真模型146确定基于数字信号的标称相移信号(204)。处理数字信号和标称相移信号，以生成近似等于失真信号142的模型化的失真信号(206)。然后从ADC132的输出152减去估算的失真148，以生成补偿的信号150。
在一些实施例中，线性化电路基于接收到的数字信号生成标称相移信号。在一些实施例中，线性化电路还基于标称相移信号生成导数。系统失真模型使用标称相移信号和/或导数。图3A-3C是图示根据一些线性化电路实施例的基带信号的处理的信号图。图3A是图示基带数字信号300的频谱图。在该示例中，对基带模拟信号采样并滤波，以产生基带数字信号300，因此基带模拟信号的采样没有解调效果。信号300图示为包括多个频率分量。信号分量302是没有非线性失真的理想数字信号分量。信号304和306是失真分量。
图3B中示出信号300在时域中的离散样本。可以内插样本，以重构对应于原始基带模拟信号的信号。图3C示出内插的信号320。根据内插的信号320生成ADC采样相位的分数相位处的标称相移样本。在图示的示例中，对于具有采样周期T的ADC，在时间T+ξ、T+2ξ、...T+nξ、2T+ξ、2T+2ξ、...2T+nξ等处生成标称相移样本，其中ξ是T的分数值。将标称相移样本和原始样本作为输入发送到失真模型。在图示的示例中，失真模型取决于输入样本的历史和该输入的导数。标称相移样本提供增强的历史信息，并且导数提供有关信号变化速率的信息。附加的信息允许失真模型更精确地计算结果失真信号。
在一些实施例中，输入频率被限于特定区域。如果频率区域是已知的，则失真模型可以产生更好的模型化的失真信号。在下面的示例中，详细论述限于称为Nyquist区的特定频率区域的输入。如本文所使用的，第n个Nyquist区横跨 与 之间的频率范围，其中fs等于ADC的采样频率。该技术还可应用于其他类型的频带。
图4A-4C是图示高阶Nyquist区内的输入信号处理的示意图。图4A是图示输入信号的的频谱图。对输入402采样以生成基带中的混淆图像(aliased image)404。图4B是图示输入信号402和锯齿形基带信号404的时域图。基带信号包括诸如412和414的样本。如该图所示，输入信号402中所含的某些信息、如数据历史和变化速率并不由基带样本捕获。虽然本示例中原始信号402对于失真模型是不可用的，但是可以通过以数字方式将基带信号404调制到其中始发模拟信号的Nyquist区来重新创建一些丢失的信息。在一些实施例中，直接通过将基带信号乘以载波频率来实现数字调制。在一些实施例中，通过对基带信号上采样来实现数字调制。
在图4C中，对基带信号上采样。在没有样本值可用的情况中插入零。上采样率R对于不同实施例可以有所不同。R的选择取决于若干因素。其中一个因素是整数采样周期与所需的分数相位的比率。上采样率应该大于该比率。例如，对于整数采样周期T，如果分数相位ξ是0.1T，则上采样率应该大于1/0.1＝10。上采样率还取决于ADC的输入信号的频谱。在二次采样应用中，输入信号可以采用比ADC采样率高的频率。在这些应用中，R选择为等于二次采样率乘以1/(ξ/T)。例如，如果ADC的采样率是100MHz，且输入信号在150MHz和200MHz之间，则二次采样率是4。这是因为0-50MHz是第一Nyquist区的频率范围，150-200MHz则高出4倍。如果期望的ξ/T＝0.1，则上采样率R＝4/0.1＝40。对上采样的信号内插并带通滤波，以重构适合频率处的信号。然后在期望的分数相位处获得标称相移信号，如图4D所示。
图5是图示线性化电路实施例的框图。在该示例中，线性化电路500包括耦合到非线性处理模块504的线性处理模块502。线性处理模块502配置为估算标称相移符号、如yn-ξ和Yn-2ξ，以及导数、如 和 。非线性处理模块504配置为实施基于数字样本、标称相移样本和导数来估算失真的失真模型。
图6是图示实施线性处理模块实施例的框图。在该示例中，线性处理模块502包括上采样模块602，该上采样模块602以采样率R对数字输入yn上采样。返回图4B-4D所示的信号示例，输入yn对应于图4B所示的样本。上采样模块602的输出对应于图4C所示的信号。上采样生成不同频率区域中的基带输入信号的多个图像。使用例如数字滤波器604的许多数字滤波器来选择适合频率区域中的图像。在本示例中，所选的图像与数字化的原始模拟信号位于同一个Nyquist区。因此，滤波器组的特征取决于期望的Nyquist区。可以使用低通、带通和高通数字滤波器来实现期望的滤波器特征。
由下采样器(down-sampler)(如606)来对数字滤波器的输出下采样(down-sample)。下采样操作过程中，每个下采样器选择对应于期望相位的样本。图4D图示根据一个实施例的相位选择的结果。在所示的示例中，选择对应于相位1的样本410a、410b、410c、410d等来构成标称相移信号少yn-ξ。相似地，选择对应于相位2的样本412a、412b、412c、412d等来构成标称相移信号Yn-2ξ。由求差模块(如608)计算两个相邻相位信号之间的差。基于该差来计算诸如 和 的导数。
图7是图示另一个线性化处理模块实施例的示意图。在该示例中，不执行上采样而直接将输入信号，yn发送到许多数字滤波器。本示例中使用的数字滤波器是图6所使用的数字滤波器的分样(decimated)版本。对于给定的数字滤波器，在适合的相位选择分样，以获取对应于标称相移信号的滤波器输出。相邻相位的滤波器输出之间的差提供导数估算。
图8是图示另一个线性处理模块实施例的示意图。在本示例中，两个相邻相位数字滤波器和它们对应的差分模块组合成数字希尔伯特滤波器。希尔伯特滤波器具有等效于具有相邻相位的数字滤波器的脉冲响应中的差的脉冲响应。数字希尔伯特滤波器的输出提供对期望相位处的信号导数的直接估算。
图9是图示非线性处理器实施例的框图。在本示例中，非线性处理器900实施ADC的失真模型。可以通过向ADC发送具有不同振幅和变化的转换速率的测试输入来得到失真模型的转移函数。在一些实施例中，失真模型的非线性转移函数可以表示为如下一般形式η^n=a~0,n(Yn)yn+...+a~2N-2,n(Yn)yn-2N+2+b~n(Yn)]]>(公式1)，其中是Yn包括整数样本、分数样本和导数的向量。Yn的样本是Yn=[ynyn-ξyn-2ξy.ny.n-ξy.n-2ξyn-1yn-2yn-3]]]>公式1可以视为输入变量与是输入信号的时间变化非线性函数的非线性系数之间的“线性”卷积。换言之，该函数具有线性滤波器的形式，但是具有非线性系数。输入Yn在多维输入空间中的相对位置确定 和 系数的值。滤波器系数值与输入信号向量的相关性为滤波器提供其非线性特性。
非线性处理器输出 包括原始线性信号νn的副本和剩余的未校正的非线性失真 此关系可以表示为v^n=yn-η^n=vn+ηn-η^n=vn+η~n]]>(公式2)，其中η~n=ηn-η^n]]>(公式3)。
在一些实施例中，可以使用一个或多个最小最大处理器和/或绝对值处理器来实施与公式1相似的失真模型。在美国专利号6,856,191、标题为“非线性滤波器”中描述了这种实施的细节，通过引用将其结合于本文。根据所描述的技术，失真模型的转移函数可以表示为η^n=ATYn+b+Σj=1Kcj|α→jYn+βj|]]>(公式4)。
假定sign(α→jYn+βj)=λjn,]]>公式4可以再书写为η^n=(a0+Σj=1Kcjα0jλjn)yn+...+(aN+Σj=1KcjαN,jλjn)yn-N+(b+Σj=1Kcjβjλjn)]]>(公式5)。
公式5也等效于公式1。
可以将失真函数转换成向量形式，以简化函数并实现计算量减少。在一些实施例中，失真函数作为减少乘法运算数量的低复杂度滤波器来实施。公式4的失真函数可以如下变换η^n=ATYn+b+Σj=1K1cj|yn+βj|+Σj=K1+1K2cj|yn-1+βj|...+Σj=K2N-2+1K2n-2Cj|yn-N+βj|]]>=ATYn+b+Σj=1K1cjλj,n·(yn+βj)+Σj=K1+1K2cjλj,n(yn-1+βj)...+Σj=K2N-3+1K2N-2λj,n(yn-N+βj)]]>(公式6)。
假定λjn＝sign(yn-1+βj)，则该函数可以进一步变换为η^n=(a0+Σj=1K1cjλjn)yn+...+(a2n-2+Σj=K2N-2+1K2N-2cjλjn)yn-N+(b+Σj=1Kcjβjλjn)]]>(公式7)。
实施公式7的一般形式的滤波器称为一阶非线性滤波器，因为每个系数乘以最多一阶的y的项。在一些实施例中，预先计算并存储cj和cjβj。因为λjn是1或-1，所以可以不使用乘法来计算这些系数，由此大大降低了滤波器实施中的复杂度。
使用向量操作的其他简化也是可能的。例如，失真函数的另一种简化形式表示为η^n=f0,n(Yn)yn+...+f2N-2,n(Yn)yn-2n+2+a~0,n(Yn)yn+...+a~2N-2,n(Yn)yn-2N+2+b~n(Yn)]]>(公式8)，其中每个fk，n(Yn)是一阶非线性函数fk,n(Yn)=AkTYn+bk+Σj=1Kcjk|α→jkYn+βjk|=a~0,nk(Yn)yn+...+a~2N-2,nk(Yn)yn-2N+2+b~nk(Yn)]]>(公式9)。
因此，公式8中的每个系数是输入向量元素的非线性函数，一些系数乘以输入向量的二次方元素或输入向量的两元素叉积。实施该简化的形式的滤波器称为二阶滤波器。
在一些实施例中，将失真函数简化为在每个离散输入区域中具有常量。该简化得到零阶转移函数。由于滤波器响应中的不连续性，零阶滤波器有时称为“恶性(catastrophic)”结构。零阶非线性滤波器的一般形式表示为η^n=a0+a1+...+a2N-2+b+Σj=1kcj0λj0+Σj=1Kcj1λj1+...+Σj=1Kcj2N-2λj2N-2]]>(公式10)。
为了实施零阶非线性滤波器，可以预先计算 和 等的组合、将其存储并基于适合的输入来检索。在一些实施例中，使用指示输入在可能输入的范围内的相对位置的指示符来确定系数值。该指示符有时称为“温度计码”，它是在任何两个相邻元素之间总共具有最多一个符号改变的向量。
以如下二阶函数为例η^n=a0yn+a1yn-1+b+Σj=1Kcj0|yn+βj0|yn+Σj=1Kcj1|yn-1+βj1|yn]]>=(Σj=1Kcj0λj0)yn2+(Σj=1Kcj1λj1)ynyn-1+(a0+Σj=1Kcj0λj0βj0+Σj=1Kcj1λj1βj1)yn+a1yn-1+b]]>=a~01,nyn2+a^1,nynyn-1+a~0,nyn+a1,nyn-1+b]]>
(公式11)。
将该输入与βjK值的集合比较以确定输入变量在可能输入的范围内的相对位置，并且λj，n的向量表示为Λn。根据该输入，Λn可以是具有如下项的向量仅为+1、仅为-1、或对于前k项为-1而对于其余项为+1。换言之，Λn是它的项之间最多一个符号改变的温度计码。例如，假定常量βjK分布在yn∈(-1，1)的动态范围上且具有8个值βJk∈(-47-37-27-1717273747).]]>如果yn<-47,]]>则Λn＝[-1-1-1-1-1-1-1-1]。如果yn>47,]]>则Λn＝[+1+1+1+1+1+1+1+1]。如果yn介于其之间，则Λn可能具有符号改变。例如，如果yn=-3.57,]]>则Λn＝[-1-1-1-1-1-1-1+1]。如果yn=1.57,]]>则Λn＝[-1-1-1+1+1+1+1+1]。因为温度计码只有8个值，所以对于a~01,n=Σj=1Kcj0λj0]]>只有8个可能的值，对于a~1,n=Σj=1Kcj1λj,n1]]>有8个可能的值，并且对于a~0,n=a0+Σj=1Kcj0λj0βj0+Σj=1Kcj1λj1βj1]]>有64个可能的值。
可以通过预先计算系数 等的可能值并将它们存储在存储器中来减少加法运算的次数。在本示例中，将系数的地址存储在查询表中，该查询表存储温度计码Λn的8种可能性和预先计算的系数的对应地址。可以通过访问对应于适合温度计码条目的存储地址来检索这些系数。一旦从存储器读出 等，则可以将滤波器输出计算为η^n=a~01,nyn2+a^1,nynyn-1+a~0,nyn+a1,nyn-1+b]]>(公式12)。
该技术也适用于零阶、一阶或更高阶滤波器。
该技术也适用于零阶、一阶或高阶滤波器。
可以基于简化形式来实施低复杂度非线性滤波器。在一些实施例中，低复杂度线性滤波器包括耦合到非线性滤波器的处理器，配置为确定输入变量在可能输入的范围内的相对位置，并使用输入变量的相对位置来确定非线性滤波器的滤波器系数。可以不使用乘法运算而确定滤波器系数。在一些实施例中，预先计算零阶、一阶和二阶和/或高阶滤波器的滤波器系数，将它们存储并在适合的时候检索它们。可以通过嵌套低阶滤波器来形成高阶滤波器。使用低复杂度滤波器或温度计码实施非线性转移函数的细节在2005年2月18日提交的美国专利申请号11/061,850(代理人档案号OPTIP006)、标题为“低复杂度非线性滤波器”(LOW-COMPLEXITYNONLINEAR FILTERS)中有描述，通过引用将其全部结合于本文。
在一些实施例中，失真模型是温度补偿的。预先确定不同温度下的失真模型的系数并存储这些系数。操作过程中，选择对应于工作温度的系数，以构成适合的失真校正滤波器。在一些实施例中，使用工作温度以分析方式确定对应的系数。换言之，基于输入及其历史、输入的导数、温度、温度的变化、任何其他适合的因素或它们的组合的函数来计算系数。
公开一种用于补偿数字信号中的非线性失真的改进方法和线性化电路系统。可以通过使用数字信号、标称相移信号和它们的导数来对非线性建模，以更有效地补偿ADC、接收器或具有非线性信道特征的其他系统的非线性。
虽然为了理解简明的目的，在某种细节上描述上文的实施例，但是本发明并不局限于所提出这些细节。有许多实施本发明的备选方式。所公开的实施例是说明性的而非限定性的。
权利要求
1.一种用于补偿数字信号中的非线性失真的方法，包括接收数字信号；基于所述数字信号生成标称相移信号；基于所述数字信号和所述标称相移信号生成模型化的失真信号；从所述数字信号减去所述模型化的失真信号；以及生成补偿的信号。
2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述数字信号由受限于已知工作区域的模拟输入信号产生。
3.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述数字信号由受限于特定Nyquist区的模拟输入信号产生。
4.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述数字信号包括未失真的数字分量和失真分量。
5.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述数字信号包括未失真的数字分量和失真分量，并且所述方法还包括生成模型化的失真信号，所述模型化的失真信号是所述未失真的数字分量和所述失真分量的函数。
6.如权利要求1所述的方法，其特征在于，生成所述标称相移信号包括调制所述数字信号。
7.如权利要求1所述的方法，其特征在于，生成所述标称相移信号包括内插所述数字信号并在所述数字信号的采样周期的分数间隔处取内插的值。
8.如权利要求1所述的方法，其特征在于，生成所述标称相移信号包括对所述数字信号上采样以生成上采样的信号、对所述上采样的信号滤波并在所述数字信号的采样周期的分数间隔处获得内插的值。
9.如权利要求1所述的方法，其特征在于所述数字信号由受限于已知工作区域的模拟输入信号产生；以及生成所述标称相移信号包括对所述数字信号上采样以生成上采样的信号；根据所述已知工作区域对所述上采样的信号滤波；以及在所述数字信号的采样周期的分数间隔处获得内插的值。
10.如权利要求1所述的方法，还包括生成所述数字信号的导数；其中基于所述数字信号、所述标称相移信号和所述数字信号的导数生成所述模型化的失真信号。
11.如权利要求1所述的方法，还包括生成所述数字信号的标称相移导数；其中基于所述数字信号、所述标称相移信号和至所述失真模型的所述标称相移导数生成所述模型化的失真信号。
12.如权利要求1所述的方法，其特征在于，由模数转换器生成所述数字信号。
13.如权利要求1所述的方法，其特征在于，由射频接收器生成所述数字信号。
14.一种补偿系统，包括输入接口，配置为接收具有非线性失真的数字信号；以及耦合到所述接口的失真模型，配置为基于所述数字信号生成标称相移信号；基于所述数字信号和所述标称相移信号生成模型化的失真信号；从所述数字信号减去所述模型化的失真信号；以及生成补偿的信号。
15.如权利要求14所述的补偿系统，其特征在于，所述数字信号由受限于已知工作区域的模拟输入信号产生。
16.如权利要求14所述的补偿系统，其特征在于，所述数字信号由受限于特定Nyquist区的模拟输入信号产生。
17.如权利要求14所述的补偿系统，其特征在于，所述数字信号包括未失真的数字分量和失真分量。
18.如权利要求14所述的补偿系统，其特征在于，所述数字信号包括未失真的数字分量和失真分量，并且所述失真模型还配置为生成模型化的失真信号，所述模型化的失真信号是所述未失真的数字分量和所述失真分量的函数。
19.如权利要求14所述的补偿系统，其特征在于，生成所述标称相移信号包括调制所述数字信号。
20.如权利要求14所述的补偿系统，其特征在于，生成所述标称相移信号包括内插所述数字信号并在所述数字信号的采样周期的分数间隔处取内插的值。
21.如权利要求14所述的补偿系统，其特征在于，生成所述标称相移信号包括对所述数字信号上采样以生成上采样的信号、对所述上采样的信号滤波并在所述数字信号的采样周期的分数间隔处获得内插的值。
22.如权利要求14所述的补偿系统，其特征在于所述数字信号由受限于已知工作区域的模拟输入信号产生；以及生成所述标称相移信号包括对所述数字信号上采样以生成上采样的信号；根据所述已知工作区域对所述上采样的信号滤波；以及在所述数字信号的采样周期的分数间隔处获得内插的值。
23.如权利要求14所述的补偿系统，还包括生成所述数字信号的导数，并将所述数字信号的导数输入到所述失真模型。
24.如权利要求14所述的补偿系统，还包括生成所述数字信号的标称相移导数，并将所述标称相移导数输入到所述失真模型。
25.如权利要求14所述的补偿系统，其特征在于，由模数转换器生成所述数字信号。
26.如权利要求14所述的补偿系统，其特征在于，由射频接收器生成所述数字信号。
27.如权利要求14所述的补偿系统，其特征在于，由具有非线性通道特征的非线性系统生成所述数字信号。
28.如权利要求14所述的补偿系统，其特征在于，所述失真模型包括耦合到非线性处理模块的线性处理模块。
29.如权利要求14所述的补偿系统，其特征在于，所述失真模型包括耦合到非线性处理模块的线性处理模块，并且所述线性处理模块配置为生成所述标称相移信号，而所述非线性处理模块配置为实施非线性失真函数。
30.如权利要求14所述的补偿系统，其特征在于，所述失真模型包括配置为实施非线性失真函数的低复杂度滤波器。
31.如权利要求14所述的补偿系统，其特征在于，所述失真模型实施非线性函数，所述非线性函数具有含非线性系数的线性形式。
32.如权利要求14所述的补偿系统，其特征在于，模型化的失真实施具有许多系数的非线性函数，并且所述许多系数使用温度计码来确定。
33.如权利要求14所述的补偿系统，其特征在于，所述失真模型是温度补偿的。
34.一种用于补偿数字信号中的非线性失真的计算机程序产品，所述计算机程序产品包含在计算机可读媒体中，并且包括用于执行如下操作的计算机指令接收数字信号；基于所述数字信号生成标称相移信号；基于所述数字信号和所述标称相移信号生成模型化的失真信号；从所述数字信号减去所述模型化的失真信号；以及生成补偿的信号。
全文摘要
一种补偿数字信号中的非线性失真的方法，包括接收数字信号，基于数字信号生成标称相移信号，基于数字信号和标称相移信号生成模型化的失真信号，从数字信号减去模型化的失真信号，并且生成补偿的信号。一种补偿系统，包括输入接口，配置为接收具有非线性失真的数字信号；以及耦合到该接口的失真模型，配置为基于数字信号生成标称相移信号，基于数字信号和标称相移信号生成模型化的失真信号，从数字信号减去模型化的失真信号，并生成补偿的信号。
文档编号H03M1/06GK1985442SQ200580016127
公开日2007年6月20日 申请日期2005年3月24日 优先权日2004年3月25日
发明者R·G·巴特鲁尼 申请人:奥普蒂科伦公司