专利名称：用于pwm放大器的反馈控制器的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种用于脉宽调制(PWM)放大器中的反馈控制器，并 且涉及一种包括这样的控制器的放大器电路。本发明还涉及一种控制 PWM放大器的方法。
背景技术：
PWM技术近来在高保真音频已经开始普及，给出"D类，，或"切换，， 输出级。PWM功率放大器还在包括马达控制的应用范围中得到应用。由这些技术提供的高效率最小化了驱动晶体管中消耗的驱动功 率，所以小且简单廉价的封装甚至可以用于IOOW的功率放大器，而不是昂贵的专用低热电阻封装。系统成本的节约和更小的物理尺寸缘于 对散热需求的降低。在系统电源所要求的降低的电流率也有类似的成 本和尺寸节约。较高的可接受的封装热电阻还使得使用标准多管脚封装能实行， 对于输出功率达到例如IOW来说，允许在相同的集成电路上实现其它 数字或小信号模拟功能，从而减低整个系统的成本重量以及物理体积 并改善可靠性。使用简单输出级的一个问题是，对于给定输入PWM占空比来说， 输出幅度直接与电源电压成正比。因此电源上的任何波动都将与所应 用的音频信号互调。类似地，电源上任何取决于信号的波动都将产生 谐波。而且输出驱动级将不是理想的开关输出晶体管和前级驱动将 具有有限并可变的开和关时间。而且当电感回描导致电流流入具有非 线性和可变特性的输出箝位二极管时，也可以有周期。美国专利4, 249, 136 (Suzuki等人)公开了 一种其中在PWM放大 器周围应用反馈以抑制这些调制效应的装置。输入信号是2级PWM信 号，其比作由电源开关产生的PWM输出信号的衰减版本。产生的误差 信号被积分回路滤波器过滤并与零电压参考进行比较，该滤波器在音 频信号频率范围中具有高增益但拒绝较高频率。比较器的输出用于控制包括一对功率晶体管的电源开关。如此，输出幅度现在基本仅由应
用于Vin的PWM波形的幅度(和占空比调制)限定，并且变得更加与 电源电压无关。
然而，更深入的估计以及实际经验显示该电路仅在有限的电源电 压范围内令人满意地运行，这限制了系统电源的精确度要求。此外， 尤其对于低成本应用来说，电源很可能在d. c.下具有较差的负载调节， 并且在高音频频率具有甚至更差的负载调节。随着电源电压由于负载 电流要求而降低，反馈使得输出脉冲宽度增加来补偿以保持输出音频 频率信号的幅度。如果调制指数高，在脉冲宽度值的峰值可以增加至 邻近输出脉冲彼此冲突的程度，使得降低脉冲重复频率(PRF)。这是 个问题，因为这引入了低频载波分量，该分量将不被输出滤波器充分 衰减并且将产生不良的非谐波音频失真。
而且随着电感将能量返回电源，D类放大器可以经历称为"电源 泵(supply pumping)，，的效应，其中由于在降低信号期间电流从输 出电感被反馈到电源，电源电压可能增加和降低。如果电流要求突然 下降，由于电源的输出电感或低负栽调节带宽，电源电压也可以升高。
如还在US 6， 140， 875中讨论的，具有反馈控制的PWM放大器在这 些条件下可以呈现高频振荡。这些高频振荡将干扰反馈回路，可能给 出总音频失真。它们还可以损害输出级的效率，可能使得输出级过热 或甚至破坏。US，875中建议的仅有的解决方案是使输入调制深度保持 低，并且配置放大器具有另外的补偿增益，但是这限制了放大器在正 常条件下的性能。
发明内容
本发明的目的是使得能够提供具有反馈控制回路的PWM放大器， 该反馈控制回路在电源电压变化的情况下更健壮。特别希望避免不必 要的高频活动并且消除寄生低频输出信号分量。
在所提出的发明中，通过引入脉冲约束逻辑来解决这些问题，其 确保对于每个输入脉沖，仅有一个输出脉冲。相信这是对该结构的新 的改进。
本发明提供了一种用于PWM放大器的反馈控制器，该控制器包括:信号输入，用于接收其占空比表示所希望的模拟输出信号的脉冲
宽度调制(PWM)输入信号；反馈输入，用于接收表示放大器的实际 P羅输出信号的反馈信号；用于产生过滤的误差信号的装置，该误差 信号包括输入信号和反馈信号之间过滤的差表示；用于将过滤的误差 信号与参考进行比较的装置，以产生用于控制PWM放大器的临时PWM
切换控制信号；以及被配置为接收临时P詣切换控制信号和PWM输入 信号的脉冲调节器，用于向放大器输出调节的PWM切换控制信号，调 节的PWM切换控制信号包括根据与PWM输入信号相关的预定约束修改 的临时PWM切换控制信号。
脉沖调节器可以被配置为在参考PWM输入信号中过去跃迁定义的
条件下抑制切换控制信号的跃迁。根据PWM输入信号和临时切换控制 信号的进一步演变，在所述调节控制信号中可以完全消除或响应于输 入信号中的跃迁随后重新产生被所述脉沖调节器抑制的所述临时切换 控制信号中的跃迁。
在优选实施方案中，脉冲调节器实现"单脉沖，，功能，从而确保 对于每个输入脉冲，仅有一个输出脉冲。这个功能消除了上述的振荡。
脉冲调节器可以包括将PWM输入信号和临时控制信号作为输入的
逻辑电路。
优选地，构造该逻辑电路，以便服从基于PWM输入信号的约束， 调节的控制信号异步响应于临时控制信号中的跃迁。这确保了调节的 信号中的时序精确度，特别在没有应用修改的正常条件下。替代地， 上述异步行为可以被具有足够高时钟频率的时序电路近似。
逻辑电路还可以包括时钟信号的时钟输入，该时钟信号具有所述 PWM输入信号的脉冲重复频率的多倍的频率。
脉沖调节器可以被形成，以便只要至放大器的电源电压以及PWM 输入信号的调制深度保持在预定操作限制之内，调节的PWM切换信号 就与临时PWM切换控制信号相同。
脉沖调节器还可以包括"漏脉冲"功能，用于在临时控制信号中
的脉沖间隔超过预定值的情况下在调节的控制信号中产生另外的脉 沖。这保持了最小脉冲频率，即使低电压和/或其他条件使得临时控制 信号中的脉冲冲突和合并。可以在单脉冲功能之后应用漏脉冲功能。在脉冲调节器内造成过
多间隔的情况下，仍然可以满足最小频率约束。
脉冲调节器还可以包括"最小脉沖"功能，用于对调节的控制信
号中的脉冲施加最小持续时间。
可以在单脉冲功能之后，并且还可选地在漏脉冲功能之后应用最 小脉冲功能。如果需要，最小脉冲和漏脉冲功能可以组合在一个电路 中。
上述给出的三个功能的名称并不被认为是限制保护范围，保护范 围超出特别属于那些功能的性能。所述各种功能可以方便地通过模拟 和逻辑电路的混合来实现，包括组合和时序逻辑。相同的功能或其部 分可以原理上在微控制器中存储的程序的控制下实现，尽管当前对于 高质量音频放大器不是优选选项。
本发明还提供了一种用于PWM放大器的反馈控制器，该控制器包
括
信号输入，用于接收其占空比表示所希望的模拟输出信号的脉冲 宽度调制(P冊)输入信号；
反馈输入，用于接收表示放大器的实际PWM输出信号的反馈信号；
反馈回路滤波器，用于产生过滤的误差信号，该误差信号包括输 入信号和反馈信号之间过滤的差表示；
比较器，用于将过滤的误差信号与参考进行比较，以产生用于控 制PWM放大器的临时PWM切换控制信号；以及
脉冲调节器，被配置为接收临时PWM切换控制信号以及PWM输入 信号，用于向放大器输出调节的PWM切换控制信号，调节的PWM切换 控制信号包括根据与P西输入信号相关的预定约束修改的临时PWM切 换控制信号。
可选和优选的特征可以与上面所阐述的相同。
本发明还提供了一种放大器，包括至少一个输出切换设备，用于 以PWM形式重新产生PWM输入信号的放大版本，该放大器包括根据上
述本发明的反馈控制器，所述输出切换设备具有耦接的控制输入，以 接收所述调节的切换控制信号。
输出切换设备可以包括一对推拉结构的晶体管。放大器可以包括第二输出切换设备和第二反馈控制器，输出切换
设备可以被连接，以便其四个晶体管可连接至H桥结构的负载。 控制器可以包括与输出切换设备分离或与其集成的集成电路。 控制器可以包括集成电路，该集成电路包括用于从编码的数字数
据(例如音频数据)产生所述PWM输入信号的附加电路。
本发明还提供了一种控制PWM放大器的方法，该方法包括 接收其占空比表示所希望的模拟输出信号的脉冲宽度调制(PWM )
输入信号；
接收表示放大器的实际PWM输出信号的反馈信号； 产生过滤的误差信号，该误差信号包括输入信号和反馈信号之间
过滤的差表示；
将过滤的误差信号与参考进行比较，以产生用于控制PWM放大器 的临时PWM切换控制信号；以及
向放大器输出调节的PWM切换控制信号，调节的PWM切换控制信 号包括根据与PWM输入信号相关的预定约束修改的临时PWM切换控制信号。
约束可以是诸如在通过参考PWM输入信号中过去跃迁定义的条件 下抑制切换控制信号中的跃迁。根据PWM输入信号和临时切换控制信 号的进一步演变，在所述调节的控制信号中可以完全消除或响应于输 入信号中的跃迁随后重新产生被所述脉冲调节器抑制的所述临时切换 控制信号中的跃迁。
所述约束可以包括"单脉冲，，约束，从而确保对于每个输入脉沖， 仅有一个输出脉沖。
所述约束还可以包括"漏脉冲"约束，在临时控制信号中的脉冲 间隔超过预定值的情况下，该方法在调节的控制信号中产生另外的脉 沖。
可以在单脉冲功能之后应用漏脉冲功能。
所述约束还可以包括"最小脉沖，，约束，对调节的控制信号中的 脉沖施加最小持续时间。
可以在单脉沖功能之后，并且还可选地在漏脉冲功能之后应用最 小脉沖约束。上述给出的三个约束的名称并不被认为是限制保护范围，保护范 围超过特别属于那些限制的性能。
本发明还提供了 一种使用至少 一个输出切换设备以PWM形式重新 产生PWM输入信号的放大版本的放大方法，该方法包括根据上述本发 明的控制方法，所述输出切换设备具有根据所述调节的切换控制信号 驱动的控制输入。
输出切换设备可以包括一对推拉结构的晶体管。
该方法还可以包括使用第二输出切换设备和产生第二调节切换控 制信号，输出切换设备可以被连接，以驱动H桥结构中的负载。
现在将通过参考附图仅以示例的方式描述本发明的实施方案，其
中
图1是具有反馈控制的已知PWM放大器的示意框图； 图2示出了在图1的理想操作期间电路内的波形图； 图3a、 3b和3c示出了在愈加非理想条件期间图1的电路中的波 形图4是根据本发明的一个实施方案的包括新的反馈控制器的PWM 放大器的示意框图5示出了图4的控制器内的脉冲约束逻辑内的三个功能；
图6a-6c更详细示出了在图4的电路内实现单脉冲功能的逻辑电
路；
图7示出了说明脉冲约束逻辑的各个部分对新的控制器的操作中 可能出现的各种情况的响应的波形图8示出了在非理想条件下新的电路中的波形图，用于与图3b和 3c的波形图进行比较；
图9更详细示出了在新的控制器内实现最小脉冲功能的逻辑电
路；
图10示出了说明最小脉冲功能内各个部分的响应的波形图； 图11和12说明了图4-9的反馈控制器内使用的两种可能的滤波 器电路；以及图13说明了驱动H桥结构中的负载的两个电源开关和两个反馈控制器。
具体实施例方式
图1示出了具有反馈控制的已知PWM放大器电路的整体结构。输 入是与所希望的^f莫拟音频信号对应的PWM波形Vin。如果前置的PWM 调制器是数字的，则Vin的边缘将可能以时间被量化，对准某个很高 速的时钟；如果前置的调制器是模拟的，边缘通常将不被约束成离散 的时间点。
PWM放大器包括电源开关100，该电源开关包括一对可控制的开关 100a和100b，诸如以推拉式结构连接在正负电源干线102 (+Vsup ) 和104 (-Vsup)之间的功率MOSFET。电源开关的输出106通过低通输 出滤波器108连接至输出端110,该输出端将电压波形Vload施加到 无论哪一种待驱动的负载上。输入端112被连接至减法器114的正输 入。来自输出106或电源开关100的信号Vout也经衰减器116被输入 至减法器114的负输入。减法器的输出是误差信号Verr，其通过积分 器(低通滤波器)118被连接以给予积分误差信号Vint。该积分的误 差信号被输入至比较器120的正(同相)输入，其反相输入被连接至 122的参考级，例如，接地。比较器的输出Vcomp 124被连接至电源 开关100的控制输入。
该电路的功能是控制MOSFET 100a和100b的切换，以便过滤后的 输出Vload是在音频带宽上输入的精确表示。电路使用负反馈，使得 补偿切换阶段中的任何时序或幅度误差。环路滤波器118在音频频带 上具有高增益，以便在音频频带上衰减误差。
由于愈加强调对数字而不是模拟信号预处理，特别是当音频源是 诸如CD或MP3数据的数字格式时，这样的D类功率放大器将优选接收 由来自PCM或其他固定釆样率的单或多位源的前置数字电路产生的数 字PWM波形，并且输出更高的功率输出PWM波形，然后其被例如简单 的电感-电容滤波器滤波，以利用高质量音频波形驱动扬声器。与跟随 着模拟输入、P測输出的PWM驱动器的低功率PCM-模拟DAC这一可选 相比，这样的放大器可以被认为具有PWM数字输入和PWM模拟输出的高功率DAC。输出级将被集中在122应用的期望参考级别。为简化起 见，下面的描述中该级被假设为接地。
图2更详细示出了该操作。为了解释，我们假设输入数据信号 (Vin)高时是+lV,而低时是-lV，并且反馈衰减器值是在额定电源电 压下对应于Vfb的+/-^的输出的峰值信号(Vfb是后置衰减器反馈电 压)。我们还假设电阻负载和理想(零导通电阻)开关100a和100b。 输入Vin在持续时间(T/2) . (l+P)为高，在(T/2) . (1-P)为低， 给定期望平均输出电压P.Vsup，其中-l〈P〈1。 T是PWM波形的周期， 脉冲重复频率(PRF)的倒数，其通常是音频采样频率fs的倍数。例 如，对于44. lkHz的采样频率来说，PWM频率可以是352. 8kHz。该8 倍提供了增加的带宽，以便噪声整形可以被用于产生具有诸如16比特 的有效分辨率的输出，但仅要求8比特的数据。噪声整形的效果可以 被观察为PWM波形边缘上的高频噪声，看上去类似于高幅度时钟跳动。 该噪声发生在音频频带之外并且被平滑滤波器、扬声器以及甚至听者 的耳朵过滤。
最初，Vin为高，例如，输出为高，于是反馈信号Vfb为高。在
具有完全正确的电源电压且无增益失配效应的理想电路的假设下，反 馈回的信号Vfb将等于Vin，于是误差信号Verr将为零，所以积分器 的输出电压Vint将恒定。由于输出电压为高，所以我们可以推导比较 器的输出Vcomp也为高，所以Vint必须是某个正电压vl。
当Vin变为4氐时，Vout及因此的Vfb将初始地仍为高，所以Verr 将降至-2V。这将使得Vint以2/t的斜率斜降，其中t是积分器的时 间常数。在延迟tdl巧l. t/2之后，Vint将穿过零，使得Vcomp变为 低。由于在输出Vout切换之前通过比较器和预驱动器的延迟，将有进 一步的延迟td2。仅在该延迟td2之后，Vout和Vfb将改变才及性，并 且误差Verr返回零。在该时间期间，Vint将负向斜至电压v2，其中 v2=-td2. (2/t)。
类似的事件发生在Vin的下一个正跃迁。假设比较器和切换延迟 相等，将有相同的延迟。通过操作的对称性，可以看出I vl I = I v2 I ，所以tdl = td2，并且在每种情况下Vin改变和Vout响应之间的总 延迟是2. td2。因此，输出波形将完全与输入Vin相同，除了恒定延迟2. td2之外，并且在Vin的幅度和高压输出振幅的幅度(假设为 Vsup)之间的期望增益因子等于Vout和Vfb之间的衰减。
在该理想系统中，输入的占空比与输出相同，所以输出的最大占 空比将等于输出的占空比。这是正常期望的，以便可以使用输入和输 出占空比的整个范围。
然而，在实际中，由于制造公差以及诸如电源波动的操作影响， 所以输入幅度和输出电源电压会变化。诸如输出开关的开态电阻的影 响还将改变有效Vsup，并且在反馈衰减值中将存在制造公差。
图3a示出了高电压电源中微小增加的影响，或任何其他影响；诸 如衰减器中的电阻公差，其增加Vfb，所以其振幅从+/-1增加至更大 值+/- (l+oc )。
在Vin变为负的时刻开始，误差电压(Vin-Vfb)将变为{-IV-(-(l+cx ))}=-( 2+a )，所以Vint将以-(2+oc ) / t的旋转率从某个 初始电压vl负向倾斜时间tdl，。在Vint穿过零之后，变为负，将再 次有延迟td2,直到Vout响应。
甚至在Vfb改变极性之后，仍将有如下给出的误差电压
Verr= ( Vin-Vf b ) =-1- ( - ( 1+ ot )) = a
这将使得Vint在剩余的循环部分以oc / t的旋转率正向倾斜，也 就是在时间{(T/2). (l-|3)-(tdl，+td2)}。
在Vin改变极性之后，现在Vint仅必须从v2a而不是v2倾斜， 所以将比在图2a中更早穿过零，使得Vout更早切换为正。相反的情 况类似，因为从vl下降至vla,所以负跃迁也将比以前更早发生。对 于50%的占空比(零音频信号)来说，两种效应将是对称的，所以输 出将再次仅是输入的延迟版本。对于所示的情况来说，(其中P和音频 信号<0)， v2a的幅度将从v2下降超过via,将下降到低于vl(相同 的斜率a，但是更长的持续时间)，所以正跃迁将相对早于负跃迁。这 将给出延长的正输出脉冲，产生较少的负输出信号。如果正增益误差 a是由于增加的Vsup或不期望的导通电阻造成的，那么改变的占空比 将倾向于取消产生的平均增益误差。
现在参照图3b，我们看到，如果oc增加，那么Vfb中的误差和产 生的Vint的斜率可以变得足够大，以致于Vint在Vin改变之前穿过零。这将在Vcomp给出额外的正脉沖300,其将传播至输出Vout并且 从此至Vfb。如果ct进一步增加，那么多个脉冲300、 302将在图3c 中示出的周期内发生。
这些额外脉冲的振荡周期包括
i)直到输出切换为负的初始延迟td2，在此期间Vint以2+ot的 :旋转率下降至电压v2=td2* (2+a );
ii )以oc的旋转率倾斜至零，花费v2/a=td2* ( 2+a ) /a的持 续时间；
iii )直到输出切换为正的另一个延迟td2,以a的旋转率达到电 压v3=td2* a ;
iv)以2+oc的旋转率从v3倾斜至零，花费v3/a=td2*a/ (2+
a )的持续时间。
给定总自然振荡周期
tosc=td2{l+ (2+a ) /a+l+a/ (2+oc ) } 假设a《2+ a
Tosc=td2 ( 2+ ( 2+oc ) /a ) =td2 ( 3+ ( 2/a )) 如果td2=0. 01*T，那么当T=0. 01*T* ( 3+2/oc )或当a=2/97时， Tosc=T。
因此，即使超过额定电源电压2%仍可以导致输入占空比接近100% (或0%)的振荡。
脉冲约束电路
图4示出了修改的PWM放大器电路，其中组件500等对应于图1 中示出的已知电路的类似标号的组件100等。由虚界线530封闭的部 分可以被认为是放大器的反馈控制器，并且也可以被提供在与电源开 关500分离的集成电路封装中。反馈控制器可以被集成在与音频编解 码器、控制逻辑等相同的基片上。衰减器516 (或其部分)可以在片 外，取决于事先是否已知必要的衰减级，以及一些衰减是否是必要的 以避免超过集成电路上可允许的最大电压。电路的衰减和其他参数当 然可以被制作为可编程的。
可以看出新的控制器530与已知放大器中的相同，但是增加了插入在比较器520的输出和电源开关500的控制输入之间的脉冲约束逻 辑、电路532。脉冲约束逻辑电路有效地是脉冲调节器，在该例子中 其实现了图5中示意看到的三个功能
*单脉冲功能534，以确保每个PWM周期产生不超过一个脉冲， 并且因此移除比较器的输出上的振荡；
*漏脉沖功能536，以确保在过载条件下，每个周期都产生脉冲， 以便确保输出的重复率保持恒定；
*最小脉冲功能538，以限制最小高和低脉冲宽度，以便放松驱 动器输出级上的速度切换约束。
注意到在实际实现中可以组合漏脉冲和最小脉冲功能。
为了在下面的说明书和附图中参考，逻辑电路532内的输入和输 出功能被标记为C、 X、 F、 P和Y，如图所示。脉冲约束电路532在其 输入C接受比较器输出Vcomp,并且在X接受输入信号Vin,其提供了 单脉冲功能的参考。时钟输入CLK被输入100MHz数量级的时钟，并且 用于计数器功能。这样的时钟很可能可从先前的数字音频处理阶段级 获得。可以看出正常操作中的信号路径从输入到输出异步，以确保保 留C一输入上的精确(亚纳秒(sub-醒osecond))时序。
单脉沖功能
在这个例子中，通过图6a-6c中示出的电路实现单脉冲功能534。 提供了各种功能逻辑电路F1、 F1 —、 F2、 F2-以及一些逻辑门(或、非) 和SR触发器540。通过强制服从下面的条件来操作电路
1. 在输入信号X的每个周期必须不超过一个输出脉沖；
2. 每个输出脉冲必须在X的上升沿上或之后开始；
3. 每个输出脉冲必须在X的下降沿上或之后结束。
这些约束被充分放松以确保调制器仍可以正确将该输入信号编 码，也就是说没有引入将干扰放大器性能的时序变化。
参考图7的波形可以理解电路534的操作，其中C对应于临时控 制信号，X对应于PWM输入信号Vin,并且F是来自电路534的调节控 制信号输出。
当C在X的每个上升沿变为高时，功能逻辑Fl产生单个窄脉冲(波形A)。如果C在X的上升沿已经为高，那么功能F2产生单个窄脉冲 (波形B)。信号A和B被或运算以产生设置SR触发器540的输出的 信号。
相反，对于下降沿来说，当C在X的每个下降沿之后变为低时， 功能逻辑Fl-产生单脉沖(波形D)。如果C在X的下降沿已经为低， 那么功能F2-产生单脉冲(波形E)。信号D和E被或运算以产生重新 设置SR触发器540的输出的信号。
图6b和图6c示出了 Fl和F2的可能实现(Fl —与Fl相同并且F2-与F2相同)。功能Fl (图6b)包括上升沿触发的SR触发器542、 D触 发器544和延迟电路546，所有连接如图所示。电路546将D触发器 的负输出反馈至反相清除输入，并且延迟等于时钟CLK的两个周期。 延迟可以通过例如其它触发器来实现。功能F2 (图6c)通过D触发器 548来实现，通过延迟电路550将其输出反馈回去，而且也是两个时 钟周期。注意到Fl和Fl-要求输入锁存器的重新设置脉沖。这些从输 出处的SR触发器被反馈回去。这确保了如果C已经在多于PWM波形(T) 的单个周期内为低，输出将在其跃迁时立即再次开始跟踪C。这对于 确保稳定性是必要的。
在图7的波形中可以注意到各种特征。比较器输出波形C (图3a 至3c的波形中的Vcomp)中的低脉冲700并不对应于PWM输入波形X (Vin)中的任何实际低脉冲。图7中示出的输入波形X和C是创建的 任意测试波形以说明电路操作的各个部分，并不是正常操作中看到的 实际波形。然而，可以预期，假脉冲700对应于图3b和3c中示出的 假脉冲300和302，并且还可以看出假脉冲700在单脉沖功能534的 输出波形F中并没有被复制。然而，在输入波形X已经返回低值之后， 输出波形F立即跟随波形C的下一个下降沿702。然后波形C在704 再次上升，其是在输入波形X中已经有任何其它上升之前。因此沿704 在波形F中并没有被复制，直到输入波形X在706变为高。此后，波 形F在输入波形X中下一个下降沿709之后仅复制波形C的下一个下 降沿708。
还注意到，在每种情况下，对信号C中沿的响应是异步的(没有 被延迟，直到时钟信号CLK中的下一个跃迁)，并且因此波形F将在正常操作中如实复制波形C。在其中由于图3b和3c中说明的原因在比 较器输出中出现误差的情况下，单脉沖功能534通过参考输入波形X 而仅干扰以向波形F施加约束。电路被设计以l更穿过上部和下部路径 的跃迁服从基本相同的延迟。
图8示出了该电路对回操作路的影响。如前，从Vin穿过零变为 负时开始，Vint在输出切换之前以2+a的速率负旋转时间td2。然后 Vint以ot的速率正旋转。当它穿过零时，比较器输出Vcomp切换，但 是该跃迁被"单脉沖"功能阻止传播至Vout和Vfb。所以Vint继续 正倾斜。当Vin变为正时，单脉冲功能就允许比较器输出传播至输出 假设该传播花费相同的延迟td2, Vint将在输出切换之前以2+cc的速 率正倾斜时间td2，并且Vfb和Verr改变符号。然后Vint以速率a 负倾斜直到Vin切换为负，之后它以更快的速率2+a向零负倾斜，其 中周期重复。
虚线说明对于更大的oc值Vint发生的变化。循环开始于稍低值v2 (=-td2. (2+a))，后续波形类似于之前的波形，但是斜率更大并且更 大量的正过沖。这更多地延迟了 Vint的负向过零，从而更多地延迟了 Vout和Vfb的负向沿，使得必须降低Vout的占空比来较正Vsup中变 化的平均输出电压，例如如前。
漏脉冲功能536
图7的示例波形示出输出信号F可以在多于一个脉冲周期期间为 高或低，例如如在710，其中由于某种原因，输入C保持低，即使X 使脉冲为高。这甚至可以是单脉冲功能534的结果，例如，在占空比 突然改变之后。这可能会成问题，因为它意味着更低的脉冲重复频率 (PRF)，其将增加输出阶段的波动电流并潜在导致EMI问题。
可以通过简单的计数器电路(图5中的552 )实现漏脉冲功能536, 该电路在F的每个上升沿或下降沿被重新设置。如果计数器达到时间 (T-1 ),其中T是脉冲周期，那么就产生单个时钟周期脉冲(信号M)。 这是与F异或运算以产生信号P，其中可以看到窄脉冲712。
注意到如果合适的时钟信号CUC不可用，可以通过单稳态多谐振 荡器来实现漏脉沖功能。这可能是其中直接从模拟输入信号产生PWM波形的情况。
最小脉沖功能538
最小脉冲功能被设计以确保限制最小高或低脉沖，以便放松输出 阶段的切换速度要求。例如，在图7中，信号P中的窄脉冲在输出Y 中4皮加宽。
图9示出了最小脉沖电路的一个可能实现，包括两个支路。在上 支路中，信号P在802被反相，并且然后被输入至D触发器804的时 钟输入，该触发器的数据输入被连接至逻辑'1'。触发器804的反相 输出被输入至NAND门806的第一输入。触发器804的反相输出还经由 时钟信号CLK驱动的延迟电路8 08被反馈至反相清除输入。NAND门8 06 的第二输入由信号P直接输入。门806的输出(其是电路的上支路的 输出)驱动下降沿触发的SR触发器810的设置输入，其输出是输出信 号Y。该电路的下支路结构类似，包括D触发器812、或门814和延迟 816。触发器812的下支路直接接收信号P而不是通过反相器，并且或 门814接收信号P和触发器810的非反相输出。
可以参考图10的波形理解该电路的操作，其中P是输入而Y是输 出，并且Tmin是最小脉冲宽度。该电路的上支路(802-808 )通过延 迟输出的上升沿来实现对最小低脉冲的限制。下支路(812-816 )通过 延迟输出的下降沿来实现对最小高脉冲的限制。考虑下支路，在由反 馈清除输入的延迟长度给定的周期期间，触发器输出在P的上升沿变 为高。因此延迟电路816设置最小脉冲宽度。触发器输出与P进行或 运算，具有短于最小脉冲宽度的扩展高脉冲的效果。上支路具有操作 于低脉冲上的类似功能。
注意到最小脉冲宽度电路将扩大具有少于最小宽度的原始脉沖， 以及，由漏脉冲电路536产生的窄脉沖(如果有)。最小脉冲宽度功能 在本领域内是公知的，并且是希望的，以确保电源开关500中的晶体 管有时间完全打开或完全关闭。
滤波器实现
操作的上述描述假设回路滤波器518是筒单积分器。然而，可以使用高阶滤波器来改进性能和放松对脉沖频率518的约束。图11和 12中示出了两种替代的回路滤波器实现。每个电路中的第一运算放大 器还用作图4中的输入求和器。两个滤波器都是二阶的并且具有用于 稳定的附加零。注意到组件值在每种情况下是不同的。图12的滤波器 具有完全颠倒，所以+/-比较器输入被切换以补偿。
其他修改
在本发明的精神和范围之内可以进行上述以及很多其他修改。尽 管为了说明和解释的目的，已经示出了各种功能的各种详细实现，但 是本发明并不限于这些实现，也不限于数字音频放大的应用。
例如，可以使用类似的电路来驱动其他换能器，例如声納换能器
或诸如光盘驱动中的音圏机制的机电换能器。避免不可预测频率的混 叠单频信号在除扬声器之外的机电换能器中可能是重要的，因为这样
的单频信号可能增加噪声的百分比和/或激发不希望的机械谐振。
实施方案使用低通滤波器作为回路滤波器。该回路滤波器需要在 目标频带上具有高增益，该频带上要求低失真和平坦的整个系统频率 响应，并且要求在其中PWM量化噪声驻留的其他频率具有较低的增益。 他可以使用其他滤波器，例如用于例如其中目标输出频带是集中在某 个频率周围的窄频带的通信或其它应用的带通滤波器。正常回路稳定 分析将是必要的以确保回路的稳定性。
图5-图12的实施方案使用简单的双管推拉级以提供"单端"输出。 如图13所示，该思想可以被扩展到以二、三或四态模式工作的H桥输 出级。图13中示出了两个电源开关500-1和500-2，每个在形式上都 类似于图5的开关500。每个电源开关都具有其自己的反馈控制器 530-1/530-2,由各自的PWM输入信号Vinl和Vin2以及反馈信号Voutl 和Vout2驱动。负载电阻Rload经各自的输出滤波器508-1/508-2被 连接在电源开关的输出之间。
本领域的技术人员将理解输入信号需要改变以控制桥放大器。在2 级桥模式中，输入Vin2是Vinl的反相版本。在3级(3或4态)中， 信号Vinl和Vin2将来自三级调制器的两个分离的输出。于2005年1 月17日提交的共同未决申请GB0500902. 2 "Pulse Width ModulatorQuantisation Circuit"(对应于由Anthony Magrath在2005年4月 21日提交的美国11/110858申请)描述了我们优选的三级控制电路， 而其他方法在本领域中是公知的。
所描述的实施方案使用分开的输出电源+Vsup和-Vsup。输出级可 以从单个电源Vsup和地被驱动，尽管在这种情况下通常必须向减法器 514中添加一个附加偏置信号，以补偿当两者均以50%的占空比运行时 在Vin和Vfb中平均级的差。隔直电容可以4艮容易地被提供在输出和 负载之间(如合适的)。
权利要求
1. 一种用于PWM放大器的反馈控制器，该控制器包括信号输入，用于接收其占空比表示所希望的模拟输出信号的脉冲宽度调制(PWM)输入信号；反馈输入，用于接收表示放大器的实际PWM输出信号的反馈信号；用于产生过滤的误差信号的装置，该误差信号包括输入信号和反馈信号之间过滤的差表示；用于将过滤的误差信号与参考进行比较的装置，以产生用于控制PWM放大器的临时PWM切换控制信号；以及被配置为接收临时PWM切换控制信号以及PWM输入信号的脉冲调节器，用于向放大器输出调节的PWM切换控制信号，调节的PWM切换控制信号包括根据与PWM输入信号相关的预定约束修改的临时PWM切换控制信号。
2. 根据权利要求1所述的反馈控制器，其中所述脉冲调节器被配 置，以在通过参考PWM输入信号中过去跃迁定义的条件下抑制切换控 制信号的跃迁。
3. 根据权利要求2所述的反馈控制器，其中根据PWM输入信号和 临时切换控制信号的进一步演变，在所述调节控制信号中完全消除或 响应于输入信号中的跃迁随后重新产生被所述脉冲调节器抑制的所述 临时切换控制信号中的跃迁。
4. 根据权利要求l、 2或3所述的反馈控制器，其中所述脉冲调 节器实现"单脉冲，，功能，从而确保对于每个输入脉沖，仅有一个输 出脉冲。
5. 根据权利要求4所述的反馈控制器，其中所述脉沖调节器包括 将PWM输入信号和临时控制信号作为输入的逻辑电路。
6. 根据权利要求5所述的反馈控制器，其中所述逻辑电路被构造， 以便服从基于PWM输入信号的约束，调节的控制信号异步响应于临时控制信号中的跃迁。
7. 根据权利要求5或6所述的反馈控制器，其中所述逻辑电路还 包括具有所述PWM输入信号的脉冲重复频率的多倍频率的时钟信号的 时钟输入。
8. 根据权利要求4-7中的任何一个所述的反馈控制器，其中所述 脉沖调节器#皮形成，以<更只要至放大器的电源电压以及PWM输入信号 的调制深度保持在预定操作限制之内，调节的PWM切换信号就与临时 PWM切换控制信号相同。
9. 根据权利要求4-8中的任何一个所述的反馈控制器，其中所述 脉冲调节器还包括"漏脉沖"功能，用于在调节的控制信号中的脉沖 间隔超过预定值的情况下在调节的控制信号中产生另外的脉冲。
10. 根据权利要求9所述的反馈控制器，其中在单脉冲功能之后 应用所述漏j咏冲功能。
11. 根据权利要求4-10中的任何一个所述的反馈控制器，其中所 述脉沖调节器还包括"最小脉冲"功能，用于对调节的控制信号中的 脉冲施加最小持续时间。
12. 根据权利要求11所述的反馈控制器，其中在单脉冲功能之后， 以及在存在漏脉冲功能则在其之后应用最小脉冲功能。
13. —种用于PWM放大器的反馈控制器，该控制器包括 信号输入，用于接收其占空比表示所希望的模拟输出信号的脉冲宽度调制(PWM)输入信号；反馈输入，用于接收表示放大器的实际PWM输出信号的反馈信号；反馈回路滤波器，用于产生过滤的误差信号，该误差信号包括输 入信号和反馈信号之间过滤的差表示；比较器，用于将过滤的误差信号与参考进行比较，以产生用于控 制PWM放大器的临时PWM切换控制信号；以及脉沖调节器，其被配置为接收临时PWM切换控制信号以及PWM输 入信号，用于向放大器输出调节的PWM切换控制信号，调节的PWM切 换控制信号包括根据与PWM输入信号相关的预定约束修改的临时PWM 切换控制信号。
14. 根据权利要求13所述的反馈控制器，其中所述脉冲调节器被 配置，以在通过参考PWM输入信号中的过去跃迁定义的条件下抑制切 换控制信号中的跃迁。
15. 根据权利要求14所述的反馈控制器，其中根据PWM输入信号和临时切换控制信号的进一步演变，在所述调节控制信号中完全消除或响应于输入信号中的跃迁随后重新产生被所述脉沖调节器抑制的所 述临时切换控制信号中的跃迁。
16. 根据权利要求13、 14或15所述的反馈控制器，其中所述脉 冲调节器实现"单脉冲，，功能，从而确保对于每个输入脉冲，仅有一 个输出脉冲。
17. 根据权利要求13、 14、 15或16所述的反馈控制器，其中所 述脉冲调节器包括将PWM输入信号和临时控制信号作为输入的逻辑电 路。
18. 根据权利要求17所述的反馈控制器，其中所述逻辑电路被构 造，以便服从基于PWM输入信号的约束，调节的控制信号异步响应于 临时控制信号中的跃迁。
19. 一种放大器，包括至少一个输出切换设备，用于以PWM形式 重新产生PWM输入信号的放大版本，该放大器包括根据权利要求1-18 中的任何一个所述的反馈控制器，所述输出切换设备具有耦接的控制 输入，以接收所述调节的切换控制信号。
20. 根据权利要求19所述的放大器，其中所述输出切换设备包括 一对推拉式结构的晶体管。
21. 根据权利要求20所述的放大器，还包括第二输出切换设备和 第二反馈控制器，该输出切换设备可以被连接，以便其四个晶体管可 连接至H桥结构的负载。
22. 根据权利要求19-21中的任何一个所述的放大器，其中所述 控制器包括与所述输出切换设备分离的集成电路。
23. 根据权利要求19-21中的任何一个所述的放大器，其中所述控制器包括与所述输出切换设备集成的集成电路。
24. 根据权利要求22或23所述的放大器，其中所述集成电路另 外包括用于从编码的数字数据产生所述PWM输入信号的电路。
25. —种控制PWM放大器的方法，该方法包括接收其占空比表示所希望的模拟输出信号的脉冲宽度调制(P WM ) 输入信号；接收表示放大器的实际PWM输出信号的反馈信号； 产生过滤的误差信号，该误差信号包括输入信号和反馈信号之间过滤的差表示；将过滤的误差信号与参考进行比较，以产生用于控制PWM放大器 的临时PWM切换控制信号；以及向放大器输出调节的PWM切换控制信号，调节的PWM切换控制信 号包括根据与PWM输入信号相关的至少一个预定约束修改的临时PWM 切换控制信号。
26. 根据权利要求25所述的反馈控制器，其中所述脉冲调节器被 配置为在通过参考PWM输入信号中过去跃迁定义的条件下抑制切换控制信号中的跃迁。
27. 根据权利要求26所述的反馈控制器，其中根据PWM输入信号和临时切换控制信号的进一步演变，在所述调节的控制信号中完全消 除或响应于输入信号中的跃迁随后重新产生被所述脉沖调节器抑制的 临时切换控制信号中的跃迁。
28. 根据权利要求25、 26或27所述的方法，其中所述约束包括 "单脉冲，，约束，从而确保对于每个输入脉冲，仅有一个输出脉冲。
29. 根据权利要求28所述的方法，其中还应用"漏脉冲"约束， 所述方法在调节的控制信号中的脉冲间隔超过预定值的情况下在调节 的控制信号中产生另外的脉冲。
30. 根据权利要求29所述的方法，其中在单脉冲功能之后应用所 述漏脉冲功能。
31. 根据权利要求28、 29或30所述的方法，其中还应用"最小 脉沖，，约束，对调节的控制信号中的脉沖施加最小持续时间。
32. 根据权利要求31所述的方法，其中在单脉冲功能之后，以及 如果有漏脉冲功能则在其之后应用所述最小脉冲约束。
33. —种使用至少一个输出切换设备以PWM形式重新产生P西输 入信号的放大版本的放大方法，该方法包括根据权利要求27-32中的 任何一个所述的控制方法，所述输出切换设备具有根据所述调节切换 控制信号驱动的控制输入。
34. 根据权利要求33所述的方法，其中所述输出切换设备包括一 对推拉式结构的晶体管。
35. 根据权利要求34所述的方法，还包括使用第二输出切换设备 以及通过根据权利要求25-32中的任何一个所述的方法产生第二调节的切换控制信号，所述输出切换设备被连接，以驱动H桥结构中的负。
全文摘要
一种PWM放大器中的反馈控制器包括用于接收其占空比表示需要的模拟输出信号的脉冲宽度调制(PWM)输入信号(Vin)的信号输入。反馈回路滤波器(518)产生过滤误差信号(Vint)，该误差信号包括输入信号(Vin)和反馈信号(Vfb)之间过滤的差表示。比较器(520)将过滤误差信号与基准比较，以产生用于控制PWM放大器(500)的临时PWM切换控制信号(C)。脉冲调节器(532)接收临时PWM切换控制信号(C)以及PWM输入信号(X＝Vin)，并且将根据与PWM输入信号相关的预定限制修改的调节的PWM切换控制信号(Y)输出到放大器(500)。
文档编号H03F3/30GK101288227SQ200680038038
公开日2008年10月15日 申请日期2006年8月11日 优先权日2005年8月17日
发明者A·J·马格拉思, J·韦斯特莱克 申请人:沃福森微电子股份有限公司