高频放大器的制作方法

专利名称：高频放大器的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种高频放大器，对尺寸不同的两个放大元件进行并 联连接，按照输出功率的大小对放大元件进行切换，特别涉及一种输
出匹配电路，无论输出功率大小的任何情况下都匹配为特性阻抗(50 欧姆)，使从两个放大元件的输出侧的连接点看截止(OFF)的放大 元件的阻抗提高。
背景技术：
高频放大器一般具有随着输出电平趋近于饱和电平而效率增高 的特性。反言之，存在输出电平低时效率低的问题。例如，在具有宽 动态范围的输出功率的系统中使用了高频放大器时，由于低输出时的 效率降低，所以提高低输出时的效率成为课题。
现有的高频放大器，例如，像非专利文献l的高频放大器这样对 尺寸不同的放大器进行并联连接，并以当输出电平大时使大尺寸的放 大器动作、当输出电平小时使小放大器动作的方式，按照输出电平对 放大器进行切换，从而致力于提高低输出时的效率。
另外，在专利文献l中，作为对放大器的尺寸进行切换的方法， 使用由晶体管构成的开关。
另外，在专利文献2中，公开了一种输出匹配电路，对放大器进 行了切换时，放大器的输出阻抗在任何情况下都被匹配为特性阻抗50 欧姆(Q )。
另外，在专利文献3中，公开了通过控制放大器的集电极电压来 提高低输出时的效率的办法。另外，公开了在改变放大器的尺寸时， 同时利用开关改变输出匹配电路来提高低输出时的效率的办法。
另外，在专利文献4中，公开了对放大器的尺寸进行切换时，利用开关对输出匹配电路进行切换来提高低输出时的效率的办法。
而且，在专利文献5中，公开了在利用输出电平对两级放大器的 尺寸进行切换的放大器中，在放大器的级间设置开关，通过断开对要 截止的放大器设置的开关来提高隔离，抑制振荡的办法。
专利文献1:日本特开2000-278109号公报
专利文献2:日本特开2003-046340号公报
专利文献3:日本特开2002-353751号公报
专利文献4:日本特开2004-134823号/>才艮
专利文献5:日本特开2003-087059号公报
非专利文献1: J.H.Kim，etc,，"A Power Efficient W-CDMA Smart Power Amplifier With Emitter Area Adjusted For Output Power Levels，，，2004 IEEE International Microwave Symposium ( MTT-S ) Digest，pp.ll65-1168.
在非专利文献l和专利文献l的现有的高频放大器中存在以下问 题，即由于针对两个放大器的匹配电路是同一匹配电路，所以通过放 大器的切换，输出的负载阻抗并不是最佳，特性劣化。另外，存在以 下问题，即截止的放大器的阻抗产生影响从而导致输出匹配电路的损 失增大，输出功率、效率等的特性劣化。而且，还存在以下问题，即 由于截止的放大器的隔离不充分，所以有可能因转入到截止的放大器 的高频信号而引起振荡。
在专利文献2的现有的高频放大器中，示出了对放大器进行了切 换时，任何情况下都匹配为输出的特性阻抗。但是，存在以下问题， 即截止的放大器的阻抗产生影响从而导致输出匹配电路的损失增大， 输出功率、效率等的特性劣化。而且，还存在以下问题，即由于截止 的放大器的隔离不充分，所以有可能因转入到截止的放大器的高频信 号而引起振荡。
关于专利文献3和专利文献4，示出了对放大器进行了切换时， 同时用开关对匹配电路也进行切换，从而在任何情况下都匹配为输出 的特性阻抗。但是，存在以下问题，即由于使用开关所以导致电路尺
9寸变大，因开关的损失造成输出匹配电路的损失增大，输出功率、效 率等的特性劣化。另外，存在以下问题，即截止的放大器的阻抗产生 影响从而导致输出匹配电路的损失增大，输出功率、效率等的特性劣 化。而且，还存在以下问题，即由于截止的放大器的隔离不充分，所 以有可能因转入到截止的放大器的高频信号而引起振荡。
在专利文献5的现有的高频放大器中，示出了由两级放大器构成 要切换的放大器，在两级放大器的级间设置开关，当使放大器截止时 开关也断开，从而能够充分获得隔离，防止因转入到截止的放大器的 高频信号而引起的振荡。但是，存在由于设置开关所以电路尺寸变大 的问题。另外，还存在以下问题，即对放大器进行了切换时，输出的 负载阻抗并不是最佳，特性劣化。而且，还存在以下问题，截止的放 大器的阻抗产生影响从而导致输出匹配电路的损失增大，输出功率、 效率等的特性劣化。

发明内容
本发明是为了解决上述问题而提出的，本发明的目的在于获得一 种高频放大器，无论输出功率大时还是小时的任何情况下，都能够匹 配为特性阻抗50欧姆(il)，能够实现高输出、高效率的特性。
另外，获得一种高频放大器，能够抑制被放大的高频信号转入到 截止的放大元件侧的匹配电路，能够降低输出匹配电路的损失，而且 能够提高截止的放大元件侧的输出-输入之间的隔离，能够抑制因经由 截止的放大元件的转入而引起的振荡。
本发明的高频放大器设置第一放大元件，对从输入端子输入的 高频信号进行放大；第二放大元件，与所述第一放大元件并联连接， 元件尺寸比所述第一放大元件小，对所述高频信号进行放大；第一偏 置控制电路，根据用于切换输出功率大的情况和小的情况的模式切换 电压，使所述第一放大元件导通/截止；第二偏置控制电路，根据所述 模式切换电压，使所述第二放大元件导通/截止；以及输出匹配电路， 与所述第一放大元件和第二放大元件的输出侧连接，所述输出匹配电路具有第一匹配电路，与所述第一放大元件的输出侧连接；第二匹 配电路，与所述第二放大元件的输出侧连接；以及第三匹配电路，在 所述第一匹配电路和第二匹配电路的输出侧的连接点与输出端子之 间连接，匹配为50欧姆，其中，所述第一匹配电路包括与所述第 一放大元件的输出侧连接的第一高通滤波器型匹配电路、以及与所述 第一高通滤波器型匹配电路连接的串联电感器；所述第二匹配电路包 括与所述第二放大元件的输出侧连接的第二高通滤波器型匹配电 路，其中，在输出功率大时即在所述第一放大元件导通、所述第二放 大元件截止时的从所述连接点看所述第一匹配电路的第一阻抗、与在 输出功率小时即在所述第二放大元件导通、所述第一放大元件截止时 的从所述连接点看所述第二匹配电路的第二阻抗大致相同；在输出功 率大时即在所述第一放大元件导通、所述第二放大元件截止时的从所 述连接点看所述第二匹配电路的第二阻抗高于从所述连接点看所述 第一匹配电路的第一阻抗；且在输出功率小时即在所述第二放大元件 导通、所述第一放大元件截止时的从所述连接点看所述第一匹配电路 的第 一 阻抗高于从所述连接点看所述第二匹配电路的第二阻抗。
本发明的高频放大器，具有如下效果无论输出功率大时还是小 时的任何情况下，都能够匹配为特性阻抗50欧姆(ft)，能够实现高 输出、高效率的特性。另外，还具有以下效果能够抑制被放大的信 号转入到截止的放大元件侧的匹配电路，能够降低输出匹配电路的损 失，而且能够提高截止的放大元件侧的输出-输入之间的隔离，能够抑 制因经由截止的放大元件的转入而产生的振荡。


图l是表示本发明实施例1的高频放大器的结构的电路图； 图2是用于说明史密斯圆图上的阻抗的图； 图3是用于说明史密斯圆图上的阻抗的图； 图4是表示本发明实施例1的高频放大器的输出匹配电路的阻抗 的史密斯圆ii图5是表示本发明实施例2的高频放大器的结构的电路图； 图6是表示本发明实施例2的高频放大器的输出匹配电路的阻抗 的史密斯圆图7是表示本发明实施例3的高频放大器的结构的电路图； 图8是表示本发明实施例3的高频放大器的输出匹配电路的阻抗 的史密斯圆图9是表示本发明实施例4的高频放大器的结构的电路图10是表示本发明实施例4的高频放大器的输出匹配电路的阻
抗的史密斯圆图11是表示本发明实施例5的高频放大器的结构的电路图； 图12是表示本发明实施例5的高频放大器的输出匹配电路的阻
抗的史密斯圆图13是表示本发明实施例6的高频放大器的结构的电路图； 图14是表示本发明实施例7的高频放大器的结构的电路图； 图15是表示本发明实施例8的高频放大器的结构的电路图。
具体实施例方式
下面对本发明实施例1至实施例8的高频放大器进行说明。 实施例1
参考图1至图4对本发明实施例1的高频放大器进行说明。图1 是表示本发明实施例1的高频放大器的结构的电路图。此外，下面各 图中，相同符号表示相同或相当部分。
在图1中，本实施例1的高频放大器100设置有输入端子1、输 出端子2、集电极(漏极)偏置端子4、基极(栅极)偏置设置端子5、 以及模式切换端子6。
另外，高频放大器100中设置有高输出时用末级放大元件(第一 放大元件)11、低输出时用末级放大元件(第二放大元件)12、两个 输入匹配电路13、输出匹配电路15、以及两个基极(栅极)偏置控 制电路(第一和第二偏置控制电路)16。此外，两个基极(栅极)偏置控制电路16分别与电源端子28连接。
输出匹配电路15中设置有第一匹配电路34、第二匹配电路35、 以及第三匹配电路36。此外，第一和第二匹配电路34、 35通过连接 点29与第三匹配电路36连接。
第一匹配电路34中设置有高通滤波器型匹配电路(第一高通滤 波器型匹配电路)27、以及串联电感器25。另外，高通滤波器型匹配 电路27中设置有由集电极(漏极)偏置线路23和旁路电容器24构 成的短路短截线(short stub)、串联电容器17、以及并联电感器18。 此外，旁路电容器24的一端和并联电感器18的一端分别与地线19 连接。
第二匹配电路35中设置有高通滤波器型匹配电路(第二高通滤 波器型匹配电路)27。另外，高通滤波器型匹配电路27中设置有集 电极(漏极)偏置施加用电感器26、旁路电容器24、以及串联电容 器17。此外，旁路电容器24的一端与地线19连接。
第三匹配电路36中设置有低通滤波器型匹配电路30。另外，低 通滤波器型匹配电路30中设置有串联电感器25、以及并联电容器22。 此外，并联电容器22的一端与地线19连接。
这里，在对高频放大器的动作进行说明之前，对史密斯圆图 (Smith chart)上的复数阻抗(Z=R+jX) [Q进行说明。图2和图3 是用于说明史密斯圆图上的阻抗的图。
在图2中，X=0的线LX0的上侧的半圆SCA上为电感性阻抗。 即，当由X==jcoL>0考虑为X>0时为电感性阻抗。另夕卜，X=0的线LXO 的下侧的半圆SCB上为电容性阻抗。即，当由X=l/(jcoC)=-j/(oC<0 考虑为X<0时为电容性阻抗。越向左走阻抗越低，左端的点ZA为 Z=0 (R=0、 X=0)。越向右走阻抗越高，右端的点ZB为Z-oo(无穷 大)(R=oo、 X=0)。此外，Z-oo的X严格来讲是X-士oo，但为了方 便设为X=0。而且，左端的点ZA与右端的点ZB的中间的点ZC为 Z-50(欧姆)(R=50、 X=0)。这个点ZC是大圆的中心。
在图3中，在(a)所示的串联电容器Cs的情况下，如图(e)所示，串联电容器Cs越小，从右侧的端子看的阻抗Z一Cs在通过阻抗 Zl和Z=oo (ZB)的圆上越以逆时针方向移动。在(b)所示的串联 电感器Ls的情况下，如图(e)所示，串联电感器Ls越大，从右侧 的端子看的阻抗Z一Ls在通过阻抗Zl和Z-oo (ZB)的圆上越以顺时 针方向移动。在(c)所示的并联电容器Cp的情况下，如图(e)所 示，并联电容器Cp越大，从右侧的端子看的阻抗Z—Cp在通过阻抗 Zl和Z=0 (ZA)的圆上越以顺时针方向移动。在(d)所示的并联电 感器Lp的情况下，如图(e)所示，并联电感器Lp越小，从右侧的 端子看的阻抗Z—Lp在通过阻抗Zl和Z-O (ZA)的圆上越以逆时针 方向移动。
下面，参考附图对本实施例1的高频放大器的动作进行说明。图 4是表示本发明实施例1的高频放大器的输出匹配电路的阻抗的史密 斯圆图。
如图1所示，高频放大器100包括高输出时用末级放大元件11、 j氐输出时用末级》文大元件12、两个输入匹配电路13、输出匹配电路 15、以及两个基极(栅极)偏置控制电路16。高输出时用末级放大元 件11的元件尺寸大于低输出时用末级放大元件12的尺寸。
放大元件11、 12由异质结双极晶体管(HBT: Heterobipolar Transistor)、双极结晶体管(BJT: Bipolar Junction Transistor )等 双极晶体管、或金属半导体场效应晶体管(MESFET : Metal-Semiconductor FET)、高电子迁移率晶体管(HEMT: High Electron Mobility Transistor)等场效应晶体管(FET: Field Effect Transistor)等构成。
施加于集电极(漏极)偏置端子4的集电极偏压，从旁路电容器 24侧经由集电极(漏极)偏置线路23被提供给高输出时用末级放大 元件ll。另外，施加于集电极(漏极)偏置端子4的集电极偏压，从 旁路电容器24侧经由集电极(漏极)偏置施加用电感器26被提供给 低输出时用末级放大元件12。这里，代替集电极(漏极)偏置线路 23，也可以使用集电极(漏极)偏置施加用电感器26,反之亦可。即，代替集电极(漏极)偏置施加用电感器26,也可以使用集电极(漏极) 偏置线路23。另外，集电极(漏极)偏置线路23和集电极(漏极) 偏置施加用电感器26兼作为匹配元件。
放大元件11或12的基极(栅极)偏压，从施加于基极(栅极) 偏置设置端子5的电压通过基极(栅极)偏置控制电路16被提供。 基极(栅极)偏置控制电路16中包含偏置电路，该偏置电路从施加 于基极(栅极)偏置设置端子5的电压转换为对放大元件11或12施 加的基极(栅极)电压。基极(栅极)偏置控制电路16的电源电压 由电源端子28提供。
基极(栅极)偏置控制电路16根据施加于模式切换端子6的、 用于切换输出功率大的情况和小的情况的模式切换电压，设置高输出 时用末级放大元件11的基极(栅极)电压，以在高频;故大器100的 输出功率大时，使高输出时用末级放大元件ll导通。另夕卜，基极(栅 极)偏置控制电路16设置低输出时用末级放大元件12的基极(栅极) 电压，以使低输出时用末级放大元件12截止。
相反地，根据施加于模式切换端子6的模式切换电压，在高频放 大器100的输出功率小时，基极(栅极)偏置控制电路16设置低输 出时用末级放大元件12的基极(栅极)电压，以使低输出时用末级 放大元件12导通。另外，基极(栅极)偏置控制电路16设置高输出 时用末级放大元件11的基极(栅极)电压，以使高输出时用末级放 大元件ll截止。
在高频放大器100的输出功率大时，从输入端子1输入的高频信 号经由输入匹配电路13在高输出时用末级放大元件11中被放大。之 后，通过第一匹配电路34匹配为》文大元件11与高频;j文大器100的输 入输出的特性阻抗50欧姆(n)之间的中间阻抗。之后，通过第三匹 配电路36匹配为特性阻抗50欧姆(ft)，并从输出端子2输出。
如上所述，第一匹配电路34由高通滤波器型匹配电路27和串联 电感器25构成。高通滤波器型匹配电路27包括由集电极(漏极)偏 置线路23和旁路电容器24构成的短路短截线、串联电容器17、以及并联电感器18。另外，第三匹配电路36由低通滤波器型匹配电路30 构成。低通滤波器型匹配电路30由串联电感器25和并联电容器22 构成。
这里，示出了第三匹配电路36为单级的梯形低通滤波器型匹配 电路30的情况，但只要是能够将中间阻抗匹配为50欧姆(Q)的匹 配电路则可以是任何电路结构。因此，可以是多级的低通滤波器型匹 配电路，也可以是单级或多级的高通滤波器型匹配电路，还可以是组 合了低通滤波器型匹配电路与高通滤波器型匹配电路的匹配电路。
在高频放大器100的输出功率小时，从输入端子l输入的高频信 号经由输入匹配电路13在低输出时用末级放大元件12中被放大。之 后，通过第二匹配电路35匹配为放大元件12与高频放大器100的输 出输入的特性阻抗50欧姆(Q)之间的中间阻抗。之后，通过第三匹 配电路36匹配为特性阻抗50欧姆(il)，并从输出端子2输出。
如上所述，第二匹配电路35由高通滤波器型匹配电路27构成。 高通滤波器型匹配电路27包括由集电极(漏极)偏置施加用电感器 26和旁路电容器24构成的电路、以及串联电容器17。
此外，图1所示的电路主要使用集中常数元件构成，但也可以使 用分布常数电路，串联电感器25也可以由串联线路构成，并联电容 器22也可以由开路短截线(open stub )构成，并联电感器18也可以 由短路短截线构成。
这里，在第一匹配电路34和第二匹配电路35中，对从第一匹配 电路34和第二匹配电路35的连接点29看的阻抗有要求。"第一个条 件"是在输出功率大时即在高输出时用末级放大元件ll导通、低输出 时用末级放大元件12截止时的从连接点29看第一匹配电路34的阻 抗(第一阻抗)、与在输出功率小时即在低输出时用末级放大元件12 导通、高输出时用末级放大元件11截止时的从连接点29看第二匹配 电路35的阻抗(第二阻抗)大致相同。据此，在按照输出功率的大 小对放大元件11、 12进行切换的任何情况下，高频放大器100的输 出阻抗Zout都能够通过第三匹配电路36匹配为50欧姆(Q)。
16"第二个条件，，是在输出功率大时即在高输出时用末级放大元件
11导通、低输出时用末级放大元件12截止时的从连接点29看第二匹 配电路35的阻抗(第二阻抗)充分高于在输出功率小时的从连接点 29看第一匹配电路34的阻抗(第一阻抗)。据此，由高输出时用末 级放大元件11进行放大并经由第一匹配电路34流向连接点29的高 频信号不会向第二匹配电路35这一方转入，而是经由第三匹配电路 36从输出端子2输出。
因此，在输出匹配电路15内，能够减小因高频信号向第二匹配 电路35这一方转入而产生的损失，能够提高输出功率大时的输出功 率、效率等的特性。同时，高频信号不向第二匹配电路35这一方转 入，从而在输出功率大时，能够抑制由于由高输出时用末级放大元件 11放大的高频信号经由截止的低输出时用末级放大元件12向输入侧 反馈而产生的振荡。即，能够提高截止的低输出时用末级放大元件12 侧的电路的输出-输入间的隔离，能够抑制振荡。
"第三个条件，，是在输出功率小时即在低输出时用末级放大元件 12导通、高输出时用末级放大元件11截止时的从连接点29看第一匹 配电路34的阻抗(第一阻抗)充分高于在输出功率小时的从连接点 29看第二匹配电路35的阻抗(第二阻抗)。据此，由低输出时用末 级放大元件12进行放大并经由第二匹配电路35流向连接点29的高 频信号不会向第一匹配电路34这一方转入，而是经由第三匹配电路 36从输出端子2输出。
因此，在输出匹配电路15内，能够减小因高频信号向第一匹配 电路34这一方转入而产生的损失，能够提高输出功率小时的输出功 率、效率等的特性。同时，高频信号不向第一匹配电路34这一方转 入，从而在输出功率小时，能够抑制因由低输出时用末级放大元件12 放大的高频信号经由截止的高输出时用末级放大元件11向输入侧反 馈而产生的振荡。即，能够提高截止的高输出时用末级放大元件11 侧的电路的输出-输入间的隔离，能够抑制振荡。
这里，对图1所示的高频放大器100的输出匹配电路15的动作进行说明。图4 (a)和(b)用实线箭头示出了在输出功率大时和小 时的从连接点29看第一匹配电路34侧的阻抗的轨迹，图4(c)和(d) 用实线箭头示出了在输出功率大时和小时的从连接点29看第二匹配 电路35侧的阻抗的轨迹。另外，将从连接点29至输出端子2的阻抗 的轨迹也一并用虚线箭头示出。图4中的Zoutl、 Zll、 Z12、 Z13、 Z14、 Zout2、 Z21、 Z22、 Z3、 Zout分别是从图1的电路图上所示的 位置看的阻抗。
图4 (a)是表示在输出功率大时的从连接点29看第一匹配电路 34侧的阻抗的图；图4 (b)是表示在输出功率小时的从连接点29看 第一匹配电路34侧的阻抗的图；图4 (c)是表示在输出功率大时的 从连接点29看第二匹配电路35侧的阻抗的图；图4 (d)是表示在输 出功率小时的从连接点29看第二匹配电路35侧的阻抗的图。
由图4 (a)和(d)可知，在输出功率大时的从连接点29看第 一匹配电路34的阻抗Z14与在输出功率小时的从连接点29看第二匹 配电路35的阻抗Z22大致相等。因此，可以满足上述"第一个条件"。 据此，在按照输出功率的大小对放大元件11、 12进行切换的任何情 况下，高频放大器100的输出阻抗Zout都能够通过第三匹配电路36 匹配为50欧姆(ft)。因此，无论输出功率大时还是小时，高频放大 器100都能够实现高输出、高效率的特性。
由图4 (c)和(a)可知，在输出功率大时的从连接点29看第 二匹配电路35的阻抗Z22充分高于在输出功率大时的从连接点29看 第一匹配电路34的阻抗Z14。因此，可以满足上述"第二个条件"。 据此，在输出匹配电路15内，能够减小因高频信号向第二匹配电路 35这一方转入而产生的损失，在输出功率大时能够实现高输出、高效 率的特性。同时，高频信号不向第二匹配电路35这一方转入，从而 在输出功率大时，能够抑制由于由高输出时用末级放大元件11放大 的高频信号经由截止的低输出时用末级放大元件12向输入侧反馈而 产生的振荡。即，能够提高截止的低输出时用末级放大元件12侧的 电路的输出-输入间的隔离，能够抑制振荡。这里，对提高在输出功率大时的从连接点29看笫二匹配电路35 的阻抗Z22的方法进行说明。如图4(c)所示，由于低输出时用末级 放大元件12的截止时的输出阻抗Zout2处于电容性阻抗，所以第二 匹配电路35可以通过使用集电极(漏极)偏置施加用电感器26、串 联电容器17等的高通滤波器型的匹配元件来提高从连接点29看的阻 抗Z22。如此，需要在第二匹配电路35的连接点29侧设置高通滤波 器型匹配电路27。
由图4 (b)和(d)可知，在输出功率小时的从连接点29看第 一匹配电路34的阻抗Z14充分高于在输出功率小时的从连接点29看 第二匹配电路35的阻抗Z22。因此，可以满足上述"第三个条件"。 据此，在输出匹配电路15内，能够减小因高频信号向第一匹配电路 34这一方转入而产生的损失，在输出功率小时能够实现高输出、高效 率的特性。同时，高频信号不向第一匹配电路34这一方转入，从而 在输出功率小时，能够抑制由于由低输出时用末级放大元件12放大 的高频信号经由截止的高输出时用末级放大元件11向输入側反馈而 产生的振荡。即，能够提高截止的高输出时用末级放大元件11侧的 电路的输出-输入间的隔离，能够抑制振荡。
这里，对提高在输出功率小时的从连接点29看第一匹配电路34 的阻抗Z14的方法进行说明。如图4 (b)所示，由于高输出时用末 级放大元件11的截止时的输出阻抗Zoutl处于电容性阻抗，所以第 一匹配电路34可以通过设置高通滤波器型匹配电路27来提高从连接 点29看的阻抗Z14，该高通滤波器型匹配电路27包括由集电极(漏 极)偏置线路23和旁路电容器24构成的短路短截线、串联电容器17、 并联电感器18等的高通滤波器型的匹配元件。利用高通滤波器型匹 配电路27提高了阻抗时，成为电感性阻抗(Z13)，所以通过在最接 近于连接点29的位置设置串联电感器25来进一步提高阻抗。如此， 需要在第 一 匹配电路34的连接点29侧设置高通滤波器型匹配电路27 和串联电感器25。
根据本实施方式l，在图1所示的高频放大器100中，由于分别
19在高输出时用末级放大元件11的输出侧设置第一匹配电路34，在低 输出时用末级放大元件12的输出侧设置笫二匹配电路35,在它们的 后级设置第三匹配电路36，所以无论输出功率大时还是小时的任何情 况下，都能够匹配为特性阻抗50欧姆(Q)，作为高频放大器能够实 现高输出、高效率的特性。
另外，由于无论输出功率大时还是小时的任何情况下，都能够使 从连接点29看截止的放大元件侧的匹配电路的阻抗充分高于从连接 点29看导通的放大元件侧的匹配电路的阻抗，所以能够抑制被放大 的高频信号转入到截止的放大元件侧的匹配电路，能够降低输出匹配 电路15的损失，作为高频放大器能够实现高输出、高效率的特性。 而且，能够提高截止的放大元件侧的输出-输入之间的隔离，能够抑制 因经由截止的放大元件的转入而产生的振荡。
实施例2
参考图5和图6对本发明实施例2的高频放大器进行说明。图5 是表示本发明实施例2的高频放大器的结构的电路图。
在图5中，本实施例2的高频放大器IOO设置有输入端子1、输 出端子2、集电极(漏极)偏置端子4、基极(栅极)偏置设置端子5、 以及模式切换端子6。
另外，高频放大器100中设置有高输出时用末级放大元件(第一 放大元件)11、低输出时用末级放大元件(第二放大元件)12、两个 输入匹配电路13、输出匹配电路15、以及两个基极(栅极)偏置控 制电路(第一和第二偏置控制电路)16。高输出时用末级放大元件11 的元件尺寸大于低输出时用末级放大元件12的尺寸。此外，两个基 极(栅极)偏置控制电路16分别与电源端子28连接。
输出匹配电路15中i殳置有第一匹配电路34、第二匹配电路35、 以及第三匹配电路36。此外，第一和第二匹配电路34、 35通过连接 点29与第三匹配电路36连接。
第一匹配电路34中设置有高通滤波器型匹配电路(第一高通滤 波器型匹配电路)27。另外，高通滤波器型匹配电路27中设置有由集电极(漏极)偏置线路23和旁路电容器24构成的短路短截线。此 外，旁路电容器24的一端与地线19连接。
第二匹配电路35中设置有串联电感器25和高通滤波器型匹配电 路(第二高通滤波器型匹配电路)27。另外，高通滤波器型匹配电路 27中设置有集电极(漏极)偏置施加用电感器26、旁路电容器24、 以及串联电容器17。此外，旁路电容器24的一端与地线19连接。
第三匹配电路36中设置有低通滤波器型匹配电路30。另外，低 通滤波器型匹配电路30中设置有两级的串联电感器25和并联电容器 22的电路。此外，两个并联电容器22的一端分别与地线19连接。
图5所示的实施例2的高频力丈大器100与图1所示的实施例1 的高频放大器100进行比较，不同之处在于第一匹配电路34仅由 高通滤波器型匹配电路27构成；以及高通滤波器型匹配电路27仅包 括由集电极(漏极)偏置线路23和旁路电容器24构成的短路短截线。
另夕卜，不同之处在于第二匹配电路35由串联电感器25和高通滤 波器型匹配电路27构成。
而且，不同之处在于第三匹配电路36由两级的低通滤波器型匹 配电路30构成。
下面，参考附图对本实施例2的高频放大器的动作进行说明。图 6是表示本发明实施例2的高频放大器的输出匹配电路的阻抗的史密 斯圆图。
关于高频放大器100的信号流、偏置的施加方法、以及对输出匹 配电路15要求的条件，与上述实施例1同样，所以省略说明。
对图5所示的高频放大器100的输出匹配电路15的动作进行说 明。图6 (a)和(b)用实线箭头示出了在输出功率大时和小时的从 连接点29看第一匹配电路34侧的阻抗的轨迹，图6 (c)和(d)用 实线箭头示出了在输出功率大时和小时的从连接点29看第二匹配电 路35侧的阻抗的轨迹。另外，从连接点29至输出端子2的阻抗的轨 迹也一并用虚线箭头示出。图6中的Zoutl、 Zll、 Zout2、 Z21、 Z22、 Z23、 Z3、 Z4、 Z5、 Zout分别是从图5的电路图上所示的位置看的阻抗。
图6 (a)是表示在输出功率大时的从连接点29看第一匹配电路 34的阻抗的图；图6 (b)是表示在输出功率小时的从连接点29看第 一匹配电路34的阻抗的图；图6 (c)是表示在输出功率大时的从连 接点29看第二匹配电路35的阻抗的图；图6 (d)是表示在输出功率 小时的从连接点29看第二匹配电路35的阻抗的图。
由图6 (a)和(d)可知，在输出功率大时的从连接点29看第 一匹配电路34的阻抗(第一阻抗)Zll与在输出功率小时的从连接 点29看第二匹配电路35的阻抗(第二阻抗)Z23大致相等。因此， 可以满足上述"第一个条件"。据此，在按照输出功率的大小对放大元 件11、 12进行切换的任何情况下，高频放大器100的输出阻抗Zout 都能够通过第三匹配电路36匹配为50欧姆(Q)。因此，无论输出 功率大时还是小时，高频放大器100都能够实现高输出、高效率的特 性。
由图6 (c)和(a)可知，在输出功率大时的看第二匹配电路35 的阻抗(第二阻抗)Z23充分高于在输出功率大时的从连接点29看 第一匹配电路34的阻抗(第一阻抗)Zll。因此，可以满足上述"第 二个条件"。据此，在输出匹配电路15内，能够减小因高频信号向第 二匹配电路35这一方转入而产生的损失，在输出功率大时能够实现 高输出、高效率的特性。同时，高频信号不向第二匹配电路35这一 方转入，从而在输出功率大时，能够抑制由于由高输出时用末级放大 元件11放大的高频信号经由截止的低输出时用末级放大元件12向输 入侧反馈而产生的振荡。即，能够提高截止的低输出时用末级放大元 件12侧的电路的输出-输入间的隔离，能够抑制振荡。
这里，对提高在输出功率大时的看第二匹配电路35的阻抗Z23 的方法进行说明。如图6(c)所示，由于低输出时用末级放大元件 12的截止时的输出阻抗Zout2处于电容性阻抗，所以第二匹配电路 35虽然在放大元件12的输出侧直接与串联电感器25连接，但其大小 在阻抗处于电容性的范围内不能过大。在此基础上，可以通过使用集电极(漏极)偏置施加用电感器26、串联电容器17等的高通滤波器 型的匹配元件来提高从连接点29看的阻抗Z23。如此，需要在第二 匹配电路35的连接点29侧设置串联电感器25和高通滤波器型匹配 电路27。
由图6 (b)和(d)可知，在输出功率小时的从连接点29看第 一匹配电路34的阻抗(第一阻抗)Zll充分高于在输出功率小时的 从连接点29看第二匹配电路35的阻抗(第二阻抗)Z23。因此，可 以满足上述"第三个条件"。据此，在输出匹配电路15内，能够减小 因高频信号向笫一匹配电路34这一方转入而产生的损失，在输出功 率小时能够实现高输出、高效率的特性。同时，高频信号不向第一匹 配电路34这一方转入，从而在输出功率小时，能够抑制由于由低输 出时用末级放大元件12放大的高频信号经由截止的高输出时用末级 放大元件11向输入侧反馈而产生的振荡。即，能够提高截止的高输 出时用末级放大元件11侧的电路的输出-输入间的隔离，能够抑制振 荡。
这里，对提高在输出功率小时的看第一匹配电路34的阻抗Zll 的方法进行说明。如图6(b)所示，由于高输出时用末级放大元件 11的截止时的输出阻抗Zoutl处于电容性阻抗，所以第一匹配电路 34可以通过设置由短路短截线构成的高通滤波器型匹配电路27来提 高从连接点29看的阻抗Zll。该短路短截线由集电极(漏极)偏置 线路23和旁路电容器24构成。即，第一匹配电路34在最接近于连 接点29的位置设置高通滤波器型匹配电路27。
另外，对本实施例2的高频放大器100与上述实施例1的高频放 大器100进行比较，在输出功率大时成为导通的高输出时用末级放大 元件11与输出端子2之间的匹配电路在实施例1中由一部分兼作为 偏置电路的高通滤波器型匹配电路和低通滤波器型匹配电路构成，与 此相对，在本实施例2中，除了偏置电路以外全部由低通滤波器型匹 配电路构成。
高通滤波器型匹配电路如果在低阻抗中使用并联的电感器，则会
23出现由电感器的寄生电阻造成的损失变大的问题。本实施例2的高频 放大器100中，输出匹配电路15主要由低通滤波器型匹配电路构成， 与实施例1的高频放大器100进行比较，输出功率大时的输出匹配电 路15的损失降低，能够使高频放大器100进一步实现高输出、高效 率。
根据本实施例2，在图5所示的高频放大器100中，由于分别在 高输出时用末级放大元件11的输出侧设置第一匹配电路34，在低输 出时用末级放大元件12的输出侧设置第二匹配电路35，在它们的后 级设置第三匹配电路36,所以无论输出功率大时还是小时的任何情况 下，都能够匹配为特性阻抗50欧姆(H)，作为高频放大器能够实现 高输出、高效率的特性。
另外，由于无论输出功率大时还是小时的任何情况下，都能够使 从连接点29看截止的放大元件侧的匹配电路的阻抗充分高于从连接 点29看导通的放大元件侧的匹配电路的阻抗，所以能够抑制被放大 的高频信号转入到截止的放大元件侧的匹配电路，能够降低输出匹配 电路15的损失，作为高频放大器能够实现高输出、高效率的特性。 而且，能够提高截止的放大元件侧的输出-输入之间的隔离，能够抑制 因经由截止的放大元件的转入而产生的振荡。
而且，在输出功率大时，高输出时用末级放大元件11导通时的 输出匹配电路15主要由低通滤波器型匹配电路构成，所以输出功率 大时的输出匹配电路15的损失降低，能够使高频放大器100进一步 实现高输出、高效率。
此外，本实施例2中所示的电路是主要使用集中常数元件而构成 的，但串联电感器25也可以由串联线路构成，并联电容器22也可以 由开路短截线构成，并联电感器也可以由短路短截线构成。放大元件 11、 12由异质结双极晶体管(HBT)构成，但也可以由其他的双极晶 体管、或金属半导体场效应晶体管(MESFET)、高电子迁移率晶体 管(HEMT)等场效应晶体管(FET)等构成。另夕卜，代替集电极(漏 极)偏置线路23，也可以使用集电极(漏极)偏置施加用电感器26，反之亦可。即，代替集电极(漏极)偏置施加用电感器26，也可以使 用集电极(漏极)偏置线路23。另外，集电极(漏极)偏置线路23 和集电极(漏极)偏置施加用电感器26兼作为匹配元件。 实施例3
参考图7和图8对本发明实施例3的高频放大器进行说明。图7 是表示本发明实施例3的高频放大器的结构的电路图。
在图7中，本实施例3的高频放大器100设置有输入端子1、输 出端子2、集电极(漏极)偏置端子4、基极(栅极)偏置设置端子5、 以及模式切换端子6。
另外，高频放大器100中设置有高输出时用末级放大元件(第一 放大元件)11、低输出时用末级放大元件(第二放大元件)12、两个 输入匹配电路13、输出匹配电路15、以及两个基极(栅极)偏置控 制电路(第一和第二偏置控制电路)16。高输出时用末级放大元件11 的元件尺寸大于低输出时用末级放大元件12的尺寸。此外，两个基 极(栅极)偏置控制电路16分别与电源端子28连接。
输出匹配电路15中设置有第一匹配电路34、第二匹配电路35、 以及第三匹配电路36。此外，第一和第二匹配电路34、 35通过连接 点29与第三匹配电路36连接。
第一匹配电路34中设置有由集电极(漏极)偏置线路23和旁路 电容器24构成的短路短截线、低通滤波器型匹配电路30、以及串联 电感器(第一串联电感器)25。另外，低通滤波器型匹配电路30中 设置有两级的串联电感器(第三串联电感器)25和并联电容器(第一 并联电容器)22的电路。此外，旁路电容器24的一端和并联电容器 22的一端与地线19连接。
第二匹配电路35中设置有高通滤波器型匹配电路27和串联电感 器(第二串联电感器)25。另外，高通滤波器型匹配电路27中设置 有集电极(漏极)偏置施加用电感器26、旁路电容器24、以及串联 电容器17。此外，旁路电容器24的一端与地线19连接。
第三匹配电路36中设置有串联电容器17。图7所示的实施例3的高频放大器100与图1所示的实施例1 的高频放大器100进行比较，不同之处在于第一匹配电路34包括 由集电极(漏极)偏置线路23和旁路电容器24构成的短路短截线、 由两级的串联电感器25和并联电容器22的电路构成的低通滤波器型 匹配电路30、以及串联电感器25。
另外，不同之处在于第二匹配电路35由高通滤波器型匹配电路 27和串联电感器25构成，其中，高通滤波器型匹配电路27包括由集 电极(漏极)偏置施加用电感器26和旁路电容器24构成的电路、以 及串联电容器17。
而且，不同之处在于第三匹配电路36仅由串联电容器17构成。 但是，关于第三匹配电路36，虽然在图7中仅由串联电容器17构成， 但只要是能够将中间阻抗匹配为50欧姆(ft)的匹配电路则可以是任 何电路结构。第三匹配电路36也可以由基于串联电容器和串联电感 器的电路构成。另外，与上述实施例l同样，可以由单级的低通滤波 器型匹配电路30构成，也可以由多级的低通滤波器型匹配电路构成， 还可以由单级或多级的高通滤波器型匹配电路构成，还可以由組合了 低通滤波器型匹配电路和高通滤波器型匹配电路的匹配电路构成。
下面，参考附图对本实施例3的高频放大器的动作进行说明。图 8是表示本发明实施例3的高频放大器的输出匹配电路的阻抗的史密 斯圆图。
关于高频放大器IOO的信号流、偏置的施加方法、以及对输出匹 配电路15要求的条件，与上述各实施例同样，所以省略说明。
对图7所示的高频放大器100的输出匹配电路15的动作进行说 明。图8 (a)和(b)用实线箭头示出了在输出功率大时和小时的从 连接点29看第一匹配电路34侧的阻抗的轨迹，图8 (c)和(d)用 实线箭头示出了在输出功率大时和小时的从连接点29看第二匹配电 路35侧的阻抗的轨迹。另外，从连接点29至输出端子2的阻抗的轨 迹也一并用虛线箭头示出。图8中的Zoutl、 Zll、 Z12、 Z13、 Z14、 Z15、 Z16、 Zout2、 Z21、 Z22、 Z23、 Zout分别是从图7的电路图上所示的位置看的阻抗。
图8 (a)是表示在输出功率大时的从连接点29看第一匹配电路 34的阻抗的图；图8 (b)是表示在输出功率小时的从连接点29看第 一匹配电路34的阻抗的图；图8 (c)是表示在输出功率大时的从连 接点29看第二匹配电路35的阻抗的图；图8 (d)是表示在输出功率 小时的从连接点29看第二匹配电路35的阻抗的图。
由图8 (a)和(d)可知，在输出功率大时的从连接点29看第 一匹配电路34的阻抗(第一阻抗)Z16与在输出功率小时的从连接 点29看第二匹配电路35的阻抗(第二阻抗)Z23大致相等。因此， 可以满足上述"第一个条件"。据此，在按照输出功率的大小对放大元 件11、 12进行切换的任何情况下，高频放大器100的输出阻抗Zout 都能够通过第三匹配电路36匹配为50欧姆(n)。因此，无论输出 功率大时还是小时，高频放大器100都能够实现高输出、高效率的特 性。另外，由于阻抗Z16和Z23被匹配为大致50欧姆(Q),所以 仅通过串联电容器17这样的简单的电路结构就能够匹配为50欧姆 (H)。
由图8 (c)和(a)可知，在输出功率大时的从连接点29看第 二匹配电路35的阻抗(第二阻抗)Z23充分高于在输出功率大时的 从连接点29看第一匹配电路34的阻抗(第一阻抗)Z16。因此，可 以满足上述"第二个条件"。据此，在输出匹配电路15内，能够减小 因高频信号向第二匹配电路35这一方转入而产生的损失，在输出功 率大时能够实现高输出、高效率的特性。同时，高频信号不向第二匹 配电路35这一方转入，从而在输出功率大时，能够抑制由于由高输 出时用末级放大元件11放大的高频信号经由截止的低输出时用末级 放大元件12向输入侧反馈而产生的振荡。即，能够提高截止的低输 出时用末级放大元件12侧的电路的输出-输入间的隔离，能够抑制振 荡。
这里，对提高在输出功率大时的从连接点29看第二匹配电路35 的阻抗Z23的方法进行说明。如图8(c)所示，由于低输出时用末级
27放大元件12的截止时的输出阻抗Zout2处于电容性阻抗，所以可以 通过使用集电极(漏极)偏置施加用电感器26、串联电容器17等的 高通滤波器型的匹配元件来提高从连接点29看的阻抗Z23。在此基 础上，由于阻抗Z22成为电感性阻抗，所以在第二匹配电路35中， 在最接近于连接点29的位置设置串联电感器25。如此，需要在第二 匹配电路35的连接点29侧设置高通滤波器型匹配电路27和串联电 感器25。
由图8 (b)和(d)可知，在输出功率小时的从连接点29看第 一匹配电路34的阻抗(第一阻抗)Z16充分高于在输出功率小时的 从连接点29看第二匹配电路35的阻抗(第二阻抗)Z23。因此，可 以满足上述"第三个条件"。据此，在输出匹配电路15内，能够减小 因高频信号向第一匹配电路34这一方转入而产生的损失，在输出功 率小时能够实现高输出、高效率的特性。同时，高频信号不向第一匹 配电路34这一方转入，从而在输出功率小时，能够抑制由于由低输 出时用末级放大元件12放大的高频信号经由截止的高输出时用末级 放大元件11向输入侧反馈而产生的振荡。即，能够提高截止的高输 出时用末级放大元件11侧的电路的输出-输入间的隔离，能够抑制振 荡。
这里，对提高在输出功率小时的从连接点29看第一匹配电路34 的阻抗Z16的方法进行说明。如图8 (b)所示，由于高输出时用末 级放大元件11的截止时的输出阻抗Zoutl处于电容性阻抗，所以第 一匹配电路34可以通过设置短路短截线来提高从连接点29看的阻抗 Zll。该短路短截线由集电极(漏极)偏置线路23和旁路电容器24 构成。但是，为了高输出时用末级放大元件11导通时的匹配，在第 一匹配电路34中设置有低通滤波器型匹配电路30。因此导致阻抗降 低(Z12—Z13—Z14—Z15 )。此时，由于阻抗Z15成为电感性阻抗， 所以需要通过在最接近于连接点29的位置插入串联电感器25来提高 阻抗(Z16)。如此，需要在第一匹配电路34的连接点29侧设置串 联电感器25。另外，对本实施例3的高频放大器100与上述实施例1的高频放 大器100进行比较，在输出功率大时导通的高输出时用末级放大元件 11与输出端子2之间的匹配电路在实施例1中由一部分兼作为偏置电 路的高通滤波器型匹配电路和低通滤波器型匹配电路构成，与此相 对，在本实施例3中，除了偏置电路以外主要由低通滤波器型匹配电 路构成。
高通滤波器型匹配电路如果在低阻抗中使用并联的电感器，则会 出现因电感器的寄生电阻造成的损失大的问题。本实施例3的高频放 大器100中，输出匹配电路15主要采用低通滤波器型匹配电路的构 成，与实施例1的高频放大器100进行比较，输出功率大时的输出匹 配电路15的损失降低，能够使高频放大器100进一步实现高输出、 高效率。
根据本实施例3，在图7所示的高频放大器100中，由于分别在 高输出时用末级放大元件11的输出侧设置第一匹配电路34，在低输 出时用末级放大元件12的输出側设置第二匹配电路35,在它们的后 级设置笫三匹配电路36，所以无论输出功率大时还是小时的任何情况 下，都能够匹配为特性阻抗50欧姆(n)，作为高频放大器能够实现 高输出、高效率的特性。
另外，由于无论输出功率大时还是小时的任何情况下，都能够使 从连接点29看截止的放大元件侧的匹配电路的阻抗充分高于从连接 点29看导通的放大元件侧的匹配电路的阻抗，所以能够抑制被放大 的高频信号转入到截止的放大元件侧的匹配电路，能够降低输出匹配 电路15的损失，作为高频放大器能够实现高输出、高效率的特性。 而且，能够提高截止的放大元件侧的输出-输入之间的隔离，能够抑制 因经由截止的放大元件的转入而产生的振荡。
而且，在输出功率大时，高输出时用末级放大元件11导通时的 输出匹配电路15主要由低通滤波器型匹配电路构成，所以输出功率 大时的输出匹配电路15的损失降低，能够使高频放大器100进一步 实现高输出、高效率。此外，本实施例3中所示的电路主要使用集中常数元件而构成， 但串联电感器25也可以由串联线路构成，并联电容器22也可以由开 路短截线构成，并联电感器也可以由短路短截线构成。放大元件ll、 12由异质结双极晶体管(HBT)构成，但也可以由其他的双极晶体管、 或金属半导体场效应晶体管(MESFET)、高电子迁移率晶体管 (HEMT)等场效应晶体管(FET)等构成。另外，代替集电极(漏 极)偏置线路23，也可以使用集电极(漏极)偏置施加用电感器26， 反之亦可。即，代替集电极(漏极)偏置施加用电感器26，也可以使 用集电极(漏极)偏置线路23。另外，集电极(漏极)偏置线路23 和集电极(漏极)偏置施加用电感器26兼作为匹配元件。
实施例4
参考图9和图IO对本发明实施例4的高频放大器进行说明。图 9是表示本发明实施例4的高频放大器的结构的电路图。
在图9中，本实施例4的高频放大器100设置有输入端子1、输 出端子2、集电极(漏极)偏置端子4、基极(栅极)偏置设置端子5、 以及才莫式切换端子6。
另外，高频放大器100中设置有高输出时用末级放大元件(第一 放大元件)11、低输出时用末级放大元件(第二放大元件)12、两个 输入匹配电路13、输出匹配电路15、以及两个基极(栅极)偏置控 制电路(第一和第二偏置控制电路)16。高输出时用末级放大元件11 的元件尺寸大于低输出时用末级放大元件12的尺寸。此外，两个基 极(栅极)偏置控制电路16分别与电源端子28连接。
输出匹配电路15中设置有第一匹配电路34、第二匹配电路35、 以及第三匹配电路36。此外，第一和第二匹配电路34、 35通过连接 点29与第三匹配电路36连接。
第一匹配电路34中设置有由集电极(漏极)偏置线路23和旁路 电容器24构成的短路短截线、低通滤波器型匹配电路30、以及串联 电感器(第一串联电感器)25。另外，低通滤波器型匹配电路30中 设置有并联电容器(第二并联电容器)22、以及两级的串联电感器(第
30三串联电感器)25和并联电容器(第一并联电容器)22的电路。此 外，旁路电容器24的一端和并联电容器22的一端与地线19连接。
第二匹配电路35中设置有高通滤波器型匹配电路27和串联电感 器(第二串联电感器)25。另外，高通滤波器型匹配电路27中设置 有集电极(漏极)偏置施加用电感器26、旁路电容器24、以及串联 电容器17。此外，旁路电容器24的一端与地线19连接。
第三匹配电路36中设置有串联电容器17。
图9所示的实施例4的高频放大器100与图7所示的实施例3 的高频放大器100进行比较，不同之处仅在于在第一匹配电路34 中的低通滤波器型匹配电路30中，在最接近于放大元件11的位置增 加了并联电容器22。
下面，参考附图对本实施例4的高频放大器的动作进行说明。图 10是表示本发明实施例4的高频放大器的输出匹配电路的阻抗的史密 斯圆图。 '
关于高频放大器100的信号流、偏置的施加方法、以及对输出匹 配电路15要求的条件，与上述各实施例同样，所以省略说明。
对图9所示的高频放大器100的输出匹配电路15的动作进行说 明。图10 (a)和(b)用实线箭头示出了在输出功率大时和小时的从 连接点29看第一匹配电路34侧的阻抗的轨迹，图10 (c)和(d)用 实线箭头示出了在输出功率大时和小时的从连接点29看第二匹配电 路35侧的阻抗的轨迹。另外，从连接点29至输出端子2的阻抗的轨 迹也一并用虚线箭头示出。图lO中的Zoutl、 Zll、 Z12、 Z13、 Z14、 Z15、 Z16、 Z17、 Zout2、 Z21、 Z22、 Z23、 Zout分别是从图9的电 路图上所示的位置看的阻抗。
图10 (a)是表示在输出功率大时的从连接点29看第一匹配电 路34的阻抗的图；图10 (b)是表示在输出功率小时的从连接点29 看第一匹配电路34的阻抗的图；图10 (c)是表示在输出功率大时的 从连接点29看第二匹配电路35的阻抗的图；图10 (d)是表示在输 出功率小时的从连接点29看第二匹配电路35的阻抗的图。由图10 (a)和(d)可知，在输出功率大时的从连接点29看第 一匹配电路34的阻抗(第一阻抗)Z17、与在输出功率小时的从连接 点29看第二匹配电路35的阻抗(第二阻抗)Z23大致相等。另外， 阻抗Z17与Z23被匹配为大致50欧姆(I!)。基于在低通滤波器型 匹配电路30的最接近于高输出时用末级放大元件11的位置新增加的 并联电容器22的阻抗的轨迹，由于阻抗低所以从Zll到Z12减小。 由此可知，即使新增加并联电容器22，也可以毫无问题地进行匹配。 因此，可以满足上述"第一个条件"。据此，在按照输出功率的大小对 放大元件11、 12进行切换的任何情况下，高频放大器100的输出阻 抗Zout都能够通过第三匹配电路36匹配为50欧姆(Q)。因此，无 论输出功率大时还是小时，高频放大器100都能够实现高输出、高效 率的特性。
由图10 (c)和(a)可知，在输出功率大时的看笫二匹配电路 35的阻抗(第二阻抗)Z23充分高于在输出功率大时的从连接点29 看第一匹配电路34的阻抗(第一阻抗)Z17。因此，可以满足上述"第 二个条件"。据此，在输出匹配电路15内，能够减小因高频信号向第 二匹配电路35这一方转入而产生的损失，在输出功率大时能够实现 高输出、高效率的特性。同时，高频信号不向第二匹配电路35这一 方转入，从而在输出功率大时，能够抑制由于由高输出时用末级放大 元件11放大的高频信号经由截止的低输出时用末级放大元件12向输 入侧反馈而产生的振荡。即，能够提高截止的低输出时用末级放大元 件12侧的电路的输出-输入间的隔离，能够抑制振荡。
这里，对提高在输出功率大时的从连接点29看第二匹配电路35 的阻抗Z23的方法进行说明。如图10(c)所示，由于低输出时用末 级放大元件12的截止时的输出阻抗Zout2处于电容性阻抗，所以第 二匹配电路35可以通过使用集电极(漏极)偏置施加用电感器26、 串联电容器17等的高通滤波器型的匹配元件来提高从连接点29看的 阻抗。在此基础上，由于阻抗Z22成为电感性，所以在最接近于连接 点29位置设置串联电感器25。如此，需要在第二匹配电路35的连接点29侧设置高通滤波器型匹配电路27和串联电感器25。
由图10 (b)和(d)可知，在输出功率小时的从连接点29看第 一匹配电路34的阻抗(第一阻抗)Z17充分高于在输出功率小时的 从连接点29看第二匹配电路35的阻抗(第二阻抗)Z23。通过在低 通滤波器型匹配电路30的最接近于高输出时用末级放大元件11的位 置插入新增加的并联电容器22，从而与没有插入的图8 (b)的情况 进行比较，可以提高从连接点29看第一匹配电路34的阻抗Z17。因 此，可以满足上述"第三个条件"。据此，在输出匹配电路15内，能 够减小因高频信号向第一匹配电路34这一方转入而产生的损失，在 输出功率小时能够实现高输出、高效率的特性。同时，高频信号不向 第一匹配电路34这一方转入，从而在输出功率小时，能够抑制由于 由低输出时用末级放大元件12放大的高频信号经由截止的高输出时 用末级放大元件11向输入侧反馈而产生的振荡。即，能够提高截止 的高输出时用末级放大元件11侧的电路的输出-输入间的隔离，能够 抑制振荡。
这里，对提高在输出功率小时的从连接点29看第一匹配电路34 的阻抗Z17的方法进行说明。如图10(b)所示，由于高输出时用末 级放大元件11的截止时的输出阻抗Zoutl处于电容性阻抗，所以第 一匹配电路34可以通过i殳置短路短截线来提高阻抗。该短路短截线 由集电极(漏极)偏置线路23和旁路电容器24构成。但是，为了高 输出时用末级放大元件11导通时的匹配而设置了低通滤波器型匹配 电路30，因此导致阻抗降4氐。此时，由于阻抗(Z16)成为电感性， 所以需要通过在最接近于连接点29的位置插入串联电感器25来提高 阻抗。
另夕卜，当对本实施例4的高频放大器100与上述实施例3的高频 放大器100进行比较时，如上所述，在输出功率小时，通过在低通滤 波器型匹配电路30的最接近于放大元件11的位置新插入并联电容器 22,可以提高从连接点29看第一匹配电路34的阻抗Z17。因此，在 输出功率小时，在输出匹配电路15内，能够进一步减小因高频信号
33向第一匹配电路34这一方转入而产生的损失，能够进一步提高输出 功率小时的输出、效率。同时，高频信号不向第一匹配电路34这一 方转入，从而在输出功率小时，能够进一步抑制由于由低输出时用末 级放大元件12放大的高频信号经由截止的高输出时用末级放大元件 11向输入侧反馈而产生的振荡。即，能够进一步提高截止的高输出时 用末级放大元件11侧的电路的输出-输入间的隔离，能够进一步抑制 振荡。
根据本实施例4，在图9所示的高频放大器100中，由于分别在 高输出时用末级放大元件11的输出侧设置第一匹配电路34，在低输 出时用末级放大元件12的输出侧设置第二匹配电路35，在它们的后 级设置第三匹配电路36 ，所以无论输出功率大时还是小时的任何情况 下，都能够匹配为特性阻抗50欧姆(fit)，作为高频放大器能够实现 高输出、高效率的特性。
另外，由于无论输出功率大时还是小时的任何情况下，都能够使 从连接点29看截止的放大元件侧的匹配电路的阻抗充分高于从连接 点29看导通的放大元件側的匹配电路的阻抗，所以能够抑制被放大 的高频信号转入到截止的放大元件侧的匹配电路，能够降低输出匹配 电路15的损失，作为高频放大器能够实现高输出、高效率的特性。 而且，能够提高截止的放大元件侧的输出-输入之间的隔离，能够抑制 因经由截止的放大元件的转入而产生的振荡。
而且，在输出功率大时，高输出时用末级放大元件11导通时的 输出匹配电路15主要由低通滤波器型匹配电路构成，所以输出功率 大时的输出匹配电路15的损失降低，能够使高频放大器100进一步 实现高输出、高效率。
而且，在输出功率小时，可以使从连接点29看第一匹配电路34 的阻抗Z17变得更高，在输出匹配电路15内，能够进一步减小因高 频信号向第一匹配电路34这一方转入而产生的损失，能够进一步提 高输出功率小时的输出、效率。另外，能够进一步提高截止的高输出 时用末级放大元件ll侧的电路的输出-输入间的隔离，能够进一步抑制振荡。
此外，本实施例4中所示的电路主要使用集中常数元件而构成， 但串联电感器25也可以由串联线路构成，并联电容器22也可以由开 路短截线构成，并联电感器也可以由短路短截线构成。i文大元件ll、 12由异质结双极晶体管(HBT)构成，但也可以由其他的双极晶体管、 或金属半导体场效应晶体管(MESFET)、高电子迁移率晶体管 (HEMT)等场效应晶体管(FET)等构成。另外，代替集电极(漏 极)偏置线路23,也可以使用集电极(漏极)偏置施加用电感器26， 反之亦可。即，代替集电极(漏极)偏置施加用电感器26，也可以使 用集电极(漏极)偏置线路23。另外，集电极(漏极)偏置线路23 和集电极(漏极)偏置施加用电感器26兼作为匹配元件。
实施例5
参考图11和图12对本发明实施例5的高频放大器进行说明。图 ll是表示本发明实施例5的高频放大器的结构的电路图。
在图11中，本实施例5的高频放大器100设置有输入端子1、 输出端子2、集电极(漏极)偏置端子4、基极(栅极)偏置设置端 子5、以及模式切换端子6。
另外，高频放大器100中设置有高输出时用末级放大元件(第一 》文大元件)11、 ^氐输出时用末级放大元件(第二ii大元件)12、两个 输入匹配电路13、输出匹配电路15、以及两个基极(栅极)偏置控 制电路(第一和第二偏置控制电路)16。高输出时用末级放大元件11 的元件尺寸大于低输出时用末级放大元件12的尺寸。此外，两个基 极(栅极)偏置控制电路16分别与电源端子28连接。
输出匹配电路15中设置有第一匹配电路34、笫二匹配电路35、 以及第三匹配电路36。此外，第一和第二匹配电路34、 35通过连接 点29与第三匹配电路36连接。
第一匹配电路34中设置有由集电极(漏极)偏置线路23和旁路 电容器24构成的短路短截线、低通滤波器型匹配电路30、高通滤波 器型匹配电路(第一高通滤波器型匹配电路)27、以及串联电感器(第一串联电感器)25。另外，低通滤波器型匹配电路30中设置有串联 电感器25和并联电容器22。高通滤波器型匹配电路27中设置有串联 电容器17和并联电感器18。此外，旁路电容器24的一端、并联电容 器22的一端、和并联电感器18的一端与地线19连接。
第二匹配电路35中设置有高通滤波器型匹配电路(第二高通滤 波器型匹配电路)27和串联电感器(第二串联电感器)25。另外，高 通滤波器型匹配电路27中设置有集电极(漏极)偏置施加用电感器 26、旁路电容器24、串联电容器17、以及并联电感器18。此外，旁 路电容器24的一端和并联电感器18的一端与地线19连接。
第三匹配电路36中设置有串联电容器17。
图11所示的实施例5的高频放大器100与图7所示的实施例3 的高频放大器100进行比较，不同之处仅在于第一匹配电路34包 括由集电极(漏极)偏置线路23和旁路电容器24构成的短路短截线、 由串联电感器25和并联电容器22构成的低通滤波器型匹配电路30、 由串联电容器17和并联电感器18构成的高通滤波器型匹配电路27、 以及串联电感器25。
下面，参考附图对本实施例5的高频放大器的动作进行说明。图 12是表示本发明实施例5的高频放大器的输出匹配电路的阻抗的史密 斯圆图。
关于高频放大器100的信号流、偏置的施加方法、以及对输出匹 配电路15要求的条件，与上述各实施例同样，所以省略说明。
对图11所示的高频放大器100的输出匹配电路15的动作进行说 明。图12 (a)和(b)用实线箭头示出了在输出功率大时和小时的从 连接点29看第一匹配电路34侧的阻抗的轨迹，图12 (c)和(d)用 实线箭头示出了在输出功率大时和小时的从连接点29看第二匹配电 路35侧的阻抗的轨迹。另外，从连接点29至输出端子2的阻抗的轨 迹也一并用虚线箭头示出。图12中的Zoutl、 Zll、 Z12、 Z13、 Z14、 Z15、 Z16、 Zout2、 Z21、 Z22、 Z23、 Z24、 Zout分别是从图11的电 路图上所示的位置看的阻抗。图12 (a)是表示在输出功率大时的从连接点29看第一匹配电 路34的阻抗的图；图12 (b)是表示在输出功率小时的从连接点29 看第一匹配电路34的阻抗的图；图12 (c)是表示在输出功率大时的 从连接点29看第二匹配电路35的阻抗的图；图12 (d)是表示在输 出功率小时的从连接点29看第二匹配电路35的阻抗的图。
由图12 (a)和(d)可知，本实施例5的第一匹配电路34的结 构与实施例3的第一匹配电路34不同，但在输出功率大时的从连接 点29看第一匹配电路34的阻抗(第一阻抗)Z16、与在输出功率小 时的从连接点29看第二匹配电路35的阻抗(第二阻抗)Z24大致相 等。因此，可以满足上述"第一个条件"。据此，在按照输出功率的大 小对放大元件11、 12进行切换的任何情况下，高频;故大器100的输 出阻抗Zout都能够通过第三匹配电路36匹配为50欧姆(n)。因此， 无论输出功率大时还是小时，高频放大器100都能够实现高输出、高 效率的特性。
由图12 (c)和(a)可知，虽然本实施例5的第一匹配电路34 的结构与实施例3的第一匹配电路34不同，但在输出功率大时的从 连接点29看第二匹配电路35的阻抗(第二阻抗)Z24充分高于在输 出功率大时的从连接点29看第一匹配电路34的阻抗(第一阻抗)Z16。 因此，可以满足上述"第二个条件"。据此，在输出匹配电路15内， 能够减小因高频信号向第二匹配电路35这一方转入而产生的损失， 在输出功率大时能够实现高输出、高效率的特性。同时，高频信号不 向第二匹配电路35这一方转入，从而在输出功率大时，能够抑制由 于由高输出时用末级放大元件11放大的高频信号经由截止的低输出 时用末级放大元件12向输入侧反馈而产生的振荡。即，能够提高截 止的低输出时用末级放大元件12侧的电路的输出-输入间的隔离，能 够抑制振荡。
这里，对提高在输出功率大时的从连接点29看第二匹配电路35 的阻抗Z24的方法进行说明。如图12(c)所示，由于低输出时用末 级放大元件12的截止时的输出阻抗Zout2处于电容性阻抗，所以第
37二匹配电路35可以通过使用串联电容器17、并联电感器18等的高通 滤波器型的匹配元件来提高从连接点29看的阻抗。在此基础上，由 于阻抗(Z23)成为电感性，所以第二匹配电路35在最接近于连接点 29的位置设置串联电感器25。如此，需要在第二匹配电路35的连接 点29侧设置高通滤波器型匹配电路27和串联电感器25。
由图12 (b)和(d)可知，虽然本实施例5的第一匹配电路34 的结构与实施例3的第一匹配电路34不同，但在输出功率小时的从 连接点29看第一匹配电路34的阻抗(第一阻抗)Z16充分高于在输 出功率小时的从连接点29看第二匹配电路35的阻抗(第二阻抗)Z24。 因此，可以满足上述"第三个条件"。据此，在输出匹配电路15内， 能够减小因高频信号向第一匹配电路34这一方转入而产生的损失， 在输出功率小时能够实现高输出、高效率的特性。同时，高频信号不 向第一匹配电路34这一方转入，从而在输出功率小时，能够抑制由 于由低输出时用末级放大元件12放大的高频信号经由截止的高输出 时用末级放大元件11向输入側反馈而产生的振荡。即，能够提高截 止的高输出时用末级放大元件11侧的电路的输出-输入间的隔离，能 够抑制振荡。
这里，对提高在输出功率小时的从连接点29看第一匹配电路34 的阻抗Z16的方法进行说明。如图12(b)所示，由于高输出时用末 级放大元件11的截止时的输出阻抗Zoutl处于电容性阻抗，所以第 一匹配电路34可以通过设置短路短截线来提高阻抗(Z11)。该短路 短截线由集电极(漏极)偏置线路23和旁路电容器24构成。但是， 由于为了高输出时用末级放大元件11导通时的匹配而设置了低通滤 波器型匹配电路30，因此导致阻抗(Z13)降低，但由于该低通滤波 器型匹配电路30是单级，所以阻抗成为电容性。因此，第一匹配电 路34可以通过设置串联电容器17、并联电感器18等的高通滤波器型 的匹配元件来提高从连接点29看的阻抗。在此基础上，由于阻抗成 为电感性，所以第一匹配电路34在最接近于连接点29的位置设置串 联电感器25。如此，需要在第一匹配电路34的连接点29侧设置高通滤波器型匹配电路27和串联电感器25。
另外，对本实施例5的高频放大器100与上述实施例3的高频放 大器100进行比较，在实施例3中低通滤波器型匹配电路30是两级 结构，与此相对，在本实施例5中低通滤波器型匹配电路30是单级， 且在靠近连接点29的位置设置有高通滤波器型匹配电路27来代替单 级的低通滤波器型匹配电路，所以与图8(b)所示的实施例3进行比 较，可以进一步提高在输出功率小时从连接点29看截止的高输出时 用末级放大元件11侧的第一匹配电路34的阻抗Z16。因此，在输出 功率小时，在输出匹配电路15内，能够进一步减小因高频信号向第 一匹配电路34这一方转入而产生的损失，能够进一步提高输出功率 小时的输出、效率。同时，高频信号不向第一匹配电路34这一方转 入，从而在输出功率小时，能够进一步抑制由于由低输出时用末级放 大元件12放大的高频信号经由截止的高输出时用末级放大元件11向 输入侧反馈而产生的振荡。即，能够进一步提高截止的高输出时用末 级^t大元件11侧的电路的输出-输入间的隔离，进一步抑制振荡。
根据本实施例5,在图11所示的高频放大器100中，由于分别 在高输出时用末级放大元件11的输出侧设置第一匹配电路34,在低 输出时用末级放大元件12的输出侧设置第二匹配电路35,在它们的 后级设置第三匹配电路36，所以无论输出功率大时还是小时的任何情 况下，都能够匹配为特性阻抗50欧姆(Q)，作为高频放大器能够实 现高输出、高效率的特性。
另外，由于无论输出功率大时还是小时的任何情况下，可以使从 连接点29看截止的放大元件侧的匹配电路的阻抗充分高于从连接点 29看导通的放大元件侧的匹配电路的阻抗，所以能够抑制被放大的高 频信号转入到截止的放大元件侧的匹配电路，能够降低输出匹配电路 15的损失，作为高频放大器能够实现高输出、高效率的特性。而且， 能够提高截止的放大元件侧的输出-输入之间的隔离，能够抑制经由截 止的放大元件的转入而产生的振荡。
而且，在输出功率小时，可以进一步提高从连接点29看第一匹配电路34的阻抗，在输出匹配电路15内，能够进一步减小因高频信 号向第一匹配电路34这一方转入而产生的损失，能够进一步提高输 出功率小时的输出、效率。另外，能够进一步提高截止的高输出时用 末级放大元件11侧的电路的输出-输入间的隔离，能够进一步抑制振 荡。
此外，本实施例5中所示的电路主要使用集中常数元件构成，但 串联电感器25也可以由串联线路构成，并联电容器22也可以由开路 短截线构成，并联电感器也可以由短路短截线构成。放大元件ll、 12 由异质结双极晶体管(HBT)构成，但也可以由其他的双极晶体管、 或金属半导体场效应晶体管(MESFET)、高电子迁移率晶体管 (HEMT)等场效应晶体管(FET)等构成。另外，代替集电极(漏 极)偏置线路23,也可以使用集电极(漏极)偏置施加用电感器26， 反之亦可。即，代替集电极(漏极)偏置施加用电感器26，也可以使 用集电极(漏极)偏置线路23。而且，集电极(漏极)偏置线路23 和集电极(漏极)偏置施加用电感器26兼作为匹配元件。
实施例6
参考图13对本发明实施例6的高频放大器进行说明。图13是表 示本发明实施例6的高频放大器的结构的电路图。
在图13中，本实施例6的高频放大器100设置有输入端子1、 输出端子2、集电极(漏极)偏置端子4、基极(栅极)偏置设置端 子5、以及模式切换端子6。
另外，高频放大器100中设置有高输出时用末级放大元件(第一 放大元件)11、低输出时用末级放大元件(第二放大元件)12、两个 输入匹配电路13、输出匹配电路15、以及两个基极(栅极)偏置控 制电路(第一和第二偏置控制电路)16。高输出时用末级放大元件11 的元件尺寸大于低输出时用末级放大元件12的尺寸。此外，两个基 极(栅极)偏置控制电路16分别与电源端子28连接。
输出匹配电路15中设置有第一匹配电路34、第二匹配电路35、 第三匹配电路36、以及开关31。此外，第一匹配电路34通过连接点29与笫三匹配电路36连接，第二匹配电路35通过开关31和连接点 29与第三匹配电路36连接。
第一匹配电路34中设置有由集电极(漏极)偏置线路23和旁路 电容器24构成的短路短截线、低通滤波器型匹配电路30、串联电感 器(第一串联电感器)25。另外，低通滤波器型匹配电路30中设置 有两级的串联电感器25和并联电容器22的电路。此外，旁路电容器 24的一端和并联电容器22的一端与地线19连接。
第二匹配电路35中设置有高通滤波器型匹配电路27和串联电感 器(第二串联电感器)25。另外，高通滤波器型匹配电路27中设置 有集电极(漏极)偏置施加用电感器26、旁路电容器24、和串联电 容器17。此外，旁路电容器24的一端与地线19连接。
第三匹配电路36中设置有串联电容器17。
图13所示的高频放大器100与图7所示的高频放大器100进行 比较，不同之处仅在于在笫二匹配电路35与连接点29之间设置有 由二极管32构成的开关31。
下面，参考附图对本实施例6的高频放大器的动作进行说明。 仅对与图7所示的实施例3的高频放大器100不同的部分进行说 明。本实施例6的高频放大器100中，在第二匹配电路34与连接点 29之间i殳置有由二极管32构成的开关31。对于该开关31， 4艮据施加 于模式切换端子6的电压控制为在输出功率大时断开，在输出功率小 时导通。
因此，由于开关31变为断开，所以可以进一步提高在输出功率 大时从连接点29看第二匹配电路35的阻抗。因此，在输出匹配电路 15内，能够进一步减小因高频信号向第二匹配电路35这一方转入而 产生的损失，在输出功率大时能够进一步实现高输出、高效率的特性。 同时，高频信号不向第二匹配电路35这一方转入，从而在输出功率 大时，能够进一步抑制由于由高输出时用末级放大元件11放大的高 频信号经由截止的低输出时用末级放大元件12向输入侧反馈而产生 的振荡。即，能够进一步提高截止的低输出时用末级放大元件12侧的电路的输出-输入间的隔离，能够进一步抑制振荡。
根据本实施例6，图13的高频放大器100在图7的实施例3的 高频放大器100的效果的基础上，在输出功率大时，在输出匹配电路 15内能够减小因高频信号向第二匹配电路35这一方转入而产生的损 失，在输出功率大时能够进一步实现高输出、高效率的特性。同时， 高频信号不向第二匹配电路35这一方转入，从而在输出功率大时， 能够进一步抑制由于由高输出时用末级放大元件11放大的高频信号 经由截止的低输出时用末级放大元件12向输入侧反馈而产生的振荡。 即，能够进一步提高截止的低输出时用末级放大元件12侧的电路的 输出-输入间的隔离，能够进一步抑制振荡。
本实施例6中说明了在对实施例3 (图7)适用了由二极管32 构成的开关31的情况，但对实施例1 (图1)、实施例2 (图5)、 实施例4 (图9)、实施例5 (图11)适用的情况也具有同样的效果。 另外，本实施例6中说明了作为开关31使用了二极管32的情况，但 作为开关31也可以使用FET开关或机械式开关等开关。
放大元件ll、 12由异质结双极晶体管(HBT)构成， <旦也可以 由其他的双极晶体管、或金属半导体场效应晶体管(MESFET)、高 电子迁移率晶体管(HEMT)等场效应晶体管(FET)等构成。另夕卜， 代替集电极(漏极)偏置线路23,也可以使用集电极(漏极)偏置施 加用电感器26，反之亦可。即，代替集电极(漏极)偏置施加用电感 器26，也可以使用集电极(漏极)偏置线路23。而且，集电极(漏 极)偏置线路23和集电极(漏极)偏置施加用电感器26兼作为匹配 元件。
实施例7
参考图14对本发明实施例7的高频放大器进行说明。图14是表 示本发明实施例7的高频放大器的结构的电路图。
在图14中，本实施例7的高频放大器100设置有输入端子1、 输出端子2、集电极(漏极)偏置端子4、基极(栅极)偏置设置端 子5、以及模式切换端子6。另外，高频放大器100中设置有高输出时用末级放大元件(第一 放大元件)11、低输出时用末级放大元件(第二放大元件)12、两个 输入匹配电路13、输出匹配电路15、两个基极(栅极)偏置控制电 路(第一和第二偏置控制电路)16、以及基极(栅极)接地晶体管(第 三放大元件)33。高输出时用末级放大元件11的元件尺寸大于低输 出时用末级放大元件12的尺寸。此外，两个基极(栅极)偏置控制 电路16分别与电源端子28连接。
输出匹配电路15中设置有第一匹配电路34、第二匹配电路35、 以及第三匹配电路36。此外，第一和第二匹配电路34、 35通过连接 点29与第三匹配电路36连接。
第 一 匹配电路34中设置有由集电极(漏极)偏置线路23和旁路 电容器24构成的短路短截线、低通滤波器型匹配电路30、和串联电 感器(第一串联电感器)25。另外，低通滤波器型匹配电路30中设 置有两级的串联电感器25和并联电容器22的电路。此外，旁路电容 器24的一端和并联电容器22的一端与地线19连接。
第二匹配电路35中设置有高通滤波器型匹配电路27和串联电感 器(第二串联电感器)25。另外，高通滤波器型匹配电路27中设置 有集电极(漏极)偏置施加用电感器26、旁路电容器24、以及串联 电容器17。此外，旁路电容器24的一端与地线19连接。
第三匹配电路36中设置有串联电容器17。
图14所示的高频放大器100与图7所示的高频放大器100进行 比较，不同之处仅在于在低输出时用末级放大元件12的输出側插 入射地-基地(cascode)连接的基极(栅极)接地晶体管33。
下面，参考附图对本实施例7的高频放大器的动作进行说明。 仅对与图7所示的实施例3的高频放大器100不同的部分进行说 明。在图14所示的实施例7的高频放大器100中，在低输出时用末 级放大元件12的输出侧插入有基极(栅极)接地晶体管33。该基极 (栅极)接地晶体管33的基极电压是由基极(栅极)偏置控制电路(第 二偏置控制电压)16提供的。而且，基极(栅极)偏置控制电路16根据来自模式切换端子6的电压进行如下控制在输出功率大时使基 极(栅极)接地晶体管33截止，在输出功率小时使基极(栅极)接 地晶体管33导通。
因此，在输出功率大时，通过用被截止的基极(栅极)接地晶体 管33来切断经由第二匹配电路35向低输出时用末级放大元件12这 一方转入的信号，从而能够进一步抑制由于由高输出时用末级放大元 件11放大的高频信号经由截止的低输出时用末级放大元件12向输入 侧反馈而产生的振荡。即，能够进一步提高截止的低输出时用末级放 大元件12侧的电路的输出-输入间的隔离，能够进一步抑制振荡。
根据本实施例7，在图14所示的高频放大器100中，在图7的 实施例3的高频放大器100的效果的基础上，在输出功率大时，用被 截止的基极(栅极)接地晶体管33切断经由第二匹配电路35向低输 出时用末级放大元件12这一方转入的信号，从而能够进一步抑制由 于由高输出时用末级放大元件11放大的高频信号经由截止的低输出 时用末级放大元件12向输入侧反馈而产生的振荡。即，能够进一步 提高截止的低输出时用末级放大元件12侧的电路的输出-输入间的隔 离，能够进一步抑制振荡。
本实施例7中，说明了对图7的实施例3的高频放大器100适用 了基极(栅极)接地晶体管33的情况，但对实施例1 (图1)、实施 例2 (图5 )、实施例4 (图9 )、实施例5 (图11)、实施例6 (图 13)的高频放大器100适用的情况也具有同样的效果。
放大元件ll、 12由异质结双极晶体管(HBT)构成，但也可以 由其他的双极晶体管、或金属半导体场效应晶体管(MESFET)、高 电子迁移率晶体管(HEMT)等场效应晶体管(FET)等构成。另夕卜， 代替集电极(漏极)偏置线路23,也可以使用集电极(漏极)偏置施 加用电感器26，反之亦可。即，代替集电极(漏极)偏置施加用电感 器26,也可以使用集电极(漏极)偏置线路23。而且，集电极(漏 极)偏置线路23和集电极(漏极)偏置施加用电感器26兼作为匹配 元件。
44实施例8
参考图15对本发明实施例8的高频放大器进行说明。图15是表 示本发明实施例8的高频放大器的结构的电路图。
在图15中，本实施例8的高频放大器100设置有输入端子1、 输出端子2、集电极(漏极)偏置端子4、基极(栅极)偏置设置端 子5、以及模式切换端子6。
另外，高频放大器100中设置有高输出时用末级放大元件(第一 放大元件)11、低输出时用末级放大元件(第二》文大元件)12、两个 输入匹配电路13、输出匹配电路15、两个基极(栅极)偏置控制电 路(第一和第二偏置控制电路)16、高输出时用前级放大元件(第三 放大元件)8、低输出时用前级放大元件(第四放大元件)9、以及两 个级间匹配电路(第一和第二级间匹配电路)14。高输出时用末级放 大元件11的元件尺寸大于低输出时用末级放大元件12的尺寸。此外， 两个基极(栅极)偏置控制电路16分别与电源端子28连接。
输出匹配电路15中设置有第一匹配电路34、第二匹配电路35、 以及第三匹配电路36。此外，第一和第二匹配电路34、 35通过连接 点29与第三匹配电路36连接。
第一 匹配电路34中设置有由集电极(漏极)偏置线路23和旁路 电容器24构成的短路短截线、低通滤波器型匹配电路30、以及串联 电感器(第一串联电感器)25。另外，低通滤波器型匹配电路30中 设置有两级的串联电感器25和并联电容器22的电路。此外，旁路电 容器24的一端和并联电容器22的一端与地线19连接。
第二匹配电路35中设置有高通滤波器型匹配电路27和串联电感 器(第二串联电感器)25。另外，高通滤波器型匹配电路27中设置 有集电极(漏极)偏置施加用电感器26、旁路电容器24、以及串联 电容器17。此外，旁路电容器24的一端与地线19连接。
第三匹配电路36中设置有串联电容器17。
图15所示的实施例8的高频放大器100与图7所示的实施例3 的高频放大器IOO进行比较，不同之处仅在于增加了高输出时用前
45级》丈大元件8、低输出时用前级》文大元件9、以及两个级间匹配电路 14,要切换的放大元件为两级结构。
下面，参考附图对本实施例8的高频放大器的动作进行说明。 仅对与图7所示的实施例3的高频放大器100不同的部分进行说 明。对高输出时用前级放大元件8、低输出时用前级放大元件9的集 电极(漏极)偏置是从集电极(漏极)偏置端子4经由级间匹配电路 14提供的。对高输出时用前级放大元件8、低输出时用前级放大元件 9的基极(栅极)偏置是分别由两个基极(栅极)偏置控制电路16提 供的。
根据本实施例8，在图15的高频放大器100中，在图7的实施 例3的高频放大器100的效果的基础上，可以获得更高的增益。另夕卜， 考虑作为两级放大器时，在输出功率小时，不仅是末级放大元件12， 前级放大元件9的尺寸也小，所以能够进一步降低功耗，实现更高效 率的特性。
在图15的实施例8的高频放大器100中，说明了对图7的实施 例3的高频放大器IOO适用了两级放大元件的情况，但对实施例l(图 1)、实施例2 (图5 )、实施例4 (图9 )、实施例5 (图11)、实 施例6 (图13 )、实施例7 (图14 )的高频放大器100适用的情况也 具有同样的效果。
放大元件ll、 12由异质结双极晶体管(HBT)构成，但也可以 由其他的双极晶体管、或金属半导体场效应晶体管(MESFET)、高 电子迁移率晶体管(HEMT)等场效应晶体管(FET)等构成。另夕卜， 代替集电极(漏极)偏置线路23，也可以使用集电极(漏极)偏置施 加用电感器26,反之亦可。即，代替集电极(漏极)偏置施加用电感 器26，也可以使用集电极(漏极)偏置线路23。而且，集电极(漏 极)偏置线路23和集电极(漏极)偏置施加用电感器26兼作为匹配 元件。
权利要求
1.一种高频放大器，包括第一放大元件，对从输入端子输入的高频信号进行放大；第二放大元件，与所述第一放大元件并联连接，元件尺寸比所述第一放大元件小，对所述高频信号进行放大；第一偏置控制电路，根据用于切换输出功率大的情况和小的情况的模式切换电压，使所述第一放大元件导通/截止；第二偏置控制电路，根据所述模式切换电压，使所述第二放大元件导通/截止；以及输出匹配电路，与所述第一放大元件和第二放大元件的输出侧连接，所述输出匹配电路具有第一匹配电路，与所述第一放大元件的输出侧连接；第二匹配电路，与所述第二放大元件的输出侧连接；以及第三匹配电路，在所述第一匹配电路和第二匹配电路的输出侧的连接点与输出端子之间连接，匹配为50欧姆，所述高频放大器的特征在于，所述第一匹配电路包括与所述第一放大元件的输出侧连接的第一高通滤波器型匹配电路以及与所述第一高通滤波器型匹配电路连接的串联电感器；所述第二匹配电路包括与所述第二放大元件的输出侧连接的第二高通滤波器型匹配电路；在输出功率大时即在所述第一放大元件导通、所述第二放大元件截止时的从所述连接点看所述第一匹配电路的第一阻抗、与在输出功率小时即在所述第二放大元件导通、所述第一放大元件截止时的从所述连接点看所述第二匹配电路的第二阻抗大致相同；在输出功率大时即在所述第一放大元件导通、所述第二放大元件截止时的从所述连接点看所述第二匹配电路的第二阻抗高于从所述连接点看所述第一匹配电路的第一阻抗；且在输出功率小时即在所述第二放大元件导通、所述第一放大元件截止时的从所述连接点看所述第一匹配电路的第一阻抗高于从所述连接点看所述第二匹配电路的第二阻抗。
2. —种高频放大器，包括第一放大元件，对从输入端子输入的高频信号进行放大；第二放大元件，与所述第一放大元件并联连接，元件尺寸比所述 第一放大元件小，对所述高频信号进行放大；第一偏置控制电路，根据用于切换输出功率大的情况和小的情况 的模式切换电压，使所述第一放大元件导通/截止；第二偏置控制电路，根据所述模式切换电压，使所述第二放大元 件导通/截止；以及输出匹配电路，与所述第 一放大元件和第二放大元件的输出侧连接，所述输出匹配电路具有第一匹配电路，与所述第一放大元件的输出侧连接； 第二匹配电路，与所述第二放大元件的输出侧连接；以及 第三匹配电路，在所述第一匹配电路和第二匹配电路的输出侧的 连接点与输出端子之间连接，匹配为50欧姆， 所述高频放大器的特征在于，所述第 一 匹配电路包括与所述第 一放大元件的输出侧连接的第 一高通滤波器型匹配电路；所述第二匹配电路包括与所述第二放大元件的输出侧连接的串联电感器以及与所述串联电感器连接的第二高通滤波器型匹配电路； 在输出功率大时即在所述第一放大元件导通、所述第二放大元件截止时的从所述连接点看所述第一匹配电路的第一阻抗、与在输出功率小时即在所述第二放大元件导通、所述第一放大元件截止时的从所述连接点看所述第二匹配电路的第二阻抗大致相同；在输出功率大时即在所述第一放大元件导通、所述第二放大元件截止时的从所述连接点看所述第二匹配电路的第二阻抗高于从所述连接点看所述第一匹配电路的第一阻抗；且在输出功率小时即在所述第二放大元件导通、所述第一放大元件 截止时的从所述连接点看所述第一匹配电路的第一阻抗高于从所述 连接点看所述第二匹配电路的第二阻抗。
3. —种高频放大器，包括第一放大元件，对从输入端子输入的高频信号进行放大；第二放大元件，与所述第一放大元件并联连接，元件尺寸比所述 笫一放大元件小，对所述高频信号进行放大；第 一 偏置控制电路，根据用于切换输出功率大的情况和小的情况 的模式切换电压，使所述第一放大元件导通/截止；第二偏置控制电路，根据所述模式切换电压，使所述第二放大元 件导通/截止；以及输出匹配电路，与所述第一放大元件和第二放大元件的输出侧连接，所述输出匹配电路具有第一匹配电路，与所述第一放大元件的输出側连接； 第二匹配电路，与所述第二放大元件的输出侧连接；以及 第三匹配电路，在所述第一匹配电路和第二匹配电路的输出侧的 连接点与输出端子之间连接，匹配为50欧姆， 所述高频放大器的特征在于，所述第一匹配电路包括与所述第一放大元件的输出侧连接的低 通滤波器型匹配电路以及与所述低通滤波器型匹配电路连接的第一 串联电感器；所述第二匹配电路包括与所述第二放大元件的输出侧连接的高 通滤波器型匹配电路以及与所述高通滤波器型匹配电路连接的第二 串联电感器；在输出功率大时即在所述第一放大元件导通、所述第二放大元件 截止时的从所述连接点看所述第一匹配电路的第一阻抗、与在输出功率小时即在所述第二放大元件导通、所述第一放大元件截止时的从所述连接点看所述第二匹配电路的第二阻抗大致相同；在输出功率大时即在所述第一放大元件导通、所述第二放大元件 截止时的从所述连接点看所迷第二匹配电路的第二阻抗高于从所述 连接点看所述第一匹配电路的第一阻抗；且在输出功率小时即在所述第二放大元件导通、所述第一放大元件 截止时的从所述连接点看所述第一匹配电路的第一阻抗高于从所述 连接点看所述第二匹配电路的第二阻抗。
4. 根据权利要求3所述的高频放大器，其特征在于，所述低通 滤波器型匹配电路与所述第 一放大元件的输出侧连接，第三串联电感器和第一并联电容器的电路以两级构成。
5. 根据权利要求4所述的高频放大器，其特征在于，所述低通 滤波器型匹配电路还包括在所述第一放大元件的输出侧与所述两级 的电路之间连接的第二并联电容器。
6. —种高频放大器，包括第一放大元件，对从输入端子输入的高频信号进行放大；第二放大元件，与所述第一放大元件并联连接，元件尺寸比所述 第一放大元件小，对所述高频信号进行放大；第一偏置控制电路，根据用于切换输出功率大的情况和小的情况 的模式切换电压，使所述第一放大元件导通/截止；第二偏置控制电路，根据所述模式切换电压，使所述第二放大元 件导通/截止；以及输出匹配电路，与所述第一放大元件和第二放大元件的输出侧连接，所述输出匹配电路具有第一匹配电路，与所述第一放大元件的输出侧连接； 第二匹配电路，与所述第二放大元件的输出側连接；以及 第三匹配电路，在所述第一匹配电路和第二匹配电路的输出侧的 连接点与输出端子之间连接，匹配为50欧姆，所述高频放大器的特征在于，所述第一匹配电路包括与所述第一放大元件的输出側连接的低 通滤波器型匹配电路、与所述低通滤波器型匹配电路连接的第一高通 滤波器型匹配电路以及与所述第一高通滤波器型匹配电路连接的第 一串联电感器；所述第二匹配电路包括与所述第二放大元件的输出侧连接的第二高通滤波器型匹配电路以及与所述第二高通滤波器型匹配电路连 接的第二串联电感器；在输出功率大时即在所述第一放大元件导通、所述第二放大元件 截止时的从所述连接点看所述第一匹配电路的第一阻抗、与在输出功 率小时即在所述第二放大元件导通、所述第一放大元件截止时的从所 述连接点看所述第二匹配电路的第二阻抗大致相同；在输出功率大时即在所述第一放大元件导通、所述第二放大元件 截止时的从所述连接点看所述第二匹配电路的第二阻抗高于从所述 连接点看所述第一匹配电路的第一阻抗；且在输出功率小时即在所述第二放大元件导通、所述第一放大元件 截止时的从所述连接点看所述第一匹配电路的第一阻抗高于从所述 连接点看所述第二匹配电路的第二阻抗。
7. 根据权利要求1至6的任一项所述的高频放大器，其特征在 于，所述输出匹配电路进一步具有开关，该开关连接在所述第二匹配 电路与所述连接点之间，根据所述模式切换电压在输出功率大时断 开，在输出功率小时导通。
8. 根据权利要求1至6的任一项所述的高频放大器，其特征在 于，还包括与所述第二放大元件射地-基地连接的第三放大元件；所述第二偏置控制电路根据所述模式切换电压，在输出功率大时 使所述第三放大元件截止，在输出功率小时使所述第三放大元件导 通。
9. 根据权利要求1至6的任一项所述的高频放大器，其特征在 于，还包括第三放大元件，与所述第一放大元件的输入侧连接； 第四放大元件，与所述第二放大元件的输入侧连接； 第一级间匹配电路，在所述第三放大元件与所述第一放大元件之 间连4妄；以及第二级间匹配电路，在所述第四放大元件与所述第二放大元件之 间连接，所述第一偏置控制电路根据所述模式切换电压，使所述第一放大 元件和第三放大元件导通/截止，所述第二偏置控制电路根据所述模式切换电压，使所述第二放大 元件和第四》文大元件导通/截止。
全文摘要
本发明提供一种高频放大器，该高频放大器对元件尺寸不同的两个放大元件进行并联连接，按照输出功率的大小对放大元件进行切换，特别设置了输出匹配电路，该输出匹配电路无论输出功率大时还是小时的任何情况下都匹配为特性阻抗(50欧姆)，并且提高从两个放大元件的输出侧的连接点看截止的放大元件的阻抗。结果是可以实现高输出、高效率的特性，另外，具有可以抑制被放大的信号转入到截止的放大元件侧的匹配电路的效果。
文档编号H03F3/19GK101542897SQ20068005648
公开日2009年9月23日 申请日期2006年11月30日 优先权日2006年11月30日
发明者中山正敏, 太田彰, 弥政和宏, 森一富, 紫村辉之 申请人:三菱电机株式会社