高频放大器、前馈放大器及失真补偿放大器的制作方法

专利名称：高频放大器、前馈放大器及失真补偿放大器的制作方法
技术领域：
本发明涉及在大的补偿工作状态下也能实现高效率的高频放大器、使用该高频放大器的前馈放大器及失真补偿放大器。
一般说来，这些高频信号在相当于调制波的频带的时间内，其振幅随时间而变化。换句话说，有包络线变化的动作。在移动体通信基站等中同时放大多个信号的情况下，高频信号的包络线随时间而变化。
图1是表示包络线变化的高频信号的时间波形之一例的图。横轴表示时间，纵轴表示高频信号的功率。
如图1所示，高频信号的包络线与时间迁移的同时发生变化，已知包络线瞬时最大时的峰值功率比平均功率大。平均功率和峰值功率的比称为波峰因数或峰值功率比，近年来在移动体通信基站等中使用的高频信号中，该波峰因数有时达到10dB以上。
因此，假设峰值功率时也不饱和地放大有大的波峰因数的高频信号，则必须使用能使实际工作时的平均输出功率和饱和功率的差(所谓的补偿)充分大的高频放大器。
一般说来，用高频放大器根据所要求的特性，调整内部的输出匹配电路，使从FET等放大元件看到的输出侧的负载阻抗条件最佳化。例如，如果在使负载阻抗条件最佳化的情况下，效率增高，则在使负载阻抗条件最佳化的情况下，饱和功率增大。
可是，例如在“单片微波集成电路”(电子情报通信学会，相川他著，P.74，图7之4)或“MMIC技术的基础和应用”(リアライズ社，高木·依藤著，P.155，图12之39(a))中所述，效率高的负载阻抗条件(高效率匹配)和饱和功率大的负载阻抗条件(高输出匹配)一般说来不一致。
图2是在史密斯圆图上模式地示出从高频放大器的放大元件看到的饱和功率及效率相对于负载阻抗的变化的图。实线表示饱和功率的等高线，虚线表示效率的等高线。
在图2中，用×号表示实现最大饱和功率的负载阻抗，用●号表示实现最大效率的负载阻抗，两者不一致，而且利用输出功率实现最大效率的负载阻抗变化。
因此，在高效率的负载阻抗条件下，切取高频信号的瞬时功率大的部分，其结果，大的干扰波泄漏到相邻的频道中，或者发送的高频信号劣化，传输错误增大。
另一方面，在大的饱和功率的负载阻抗条件下，虽然不切取高频信号的瞬时功率大的部分，但作为高频放大器的效率下降。
由于以上的理由，难以构成能兼得饱和功率大的状态和效率高的状态两者的高频放大器。换句话说，在补偿大的状态下，高频放大器的效率大幅度下降。例如在单一的B级放大器的情况下，饱和工作时理论上的最大效率为78％，但补偿为10dB工作时理论上的最大效率为25％左右。因此，成为有必要以低失真放大波峰因数大的高频信号的基站用的高频放大器的效率低的原因。
为了解决这样的问题，有利用开关等切换负载阻抗的现有的高频放大器。
图3是表示例如特开平9-284061号公报中公开的现有的高频放大器的结构图，图4是表示该现有的高频放大器中使用的输出匹配电路的结构图。
在图3中101是FET(场效应型晶体管)或BJT(双极结型晶体管)等的放大元件，102是将直流电压供给放大元件101的电源电路，103是输出匹配电路，104是负载。
输出匹配电路103的结构如图4所示，由阻抗变换用的变压器105和切换变压器105的抽头端子的开关106构成。利用控制信号Sct1切换开关106，由此使从放大元件101看输出匹配电路103时的负载阻抗Zin的值变化。
通过在输出功率小的情况下，切换到高效率的负载阻抗条件，在输出功率大的情况下，切换到大输出功率的负载阻抗条件、即饱和功率增大的负载阻抗，与输出功率的大小无关地实现良好的效率。
另外，在特开平5-54725号公报、特开平11-41118号公报中，作为类似的高频放大器，公开了通过切换设置在匹配电路中的开关、或在匹配电路内使用可变电容元件等，使负载阻抗变化，与输出功率的大小无关地实现良好的效率的现有技术。
由于现有的高频放大器如上构成，所以存在难以构成跟踪高频信号的包络线变化、饱和功率充分大而且效率好的高频放大器的课题。
如上所述，在现有的技术中，由于存在切换开关或可变元件，所以负载阻抗变化的反应时间长，不能使由调制波决定的包络线对应于时间变化而变化。因此，在现有技术的各公报中，如上所述，设想其目的主要用来切换发送机的高输出模式或低输出模式，目的不是跟踪高频信号的包络线，使负载阻抗变化。
另外，即使能进行高速切换，但难以构成能用于高频放大器的输出电路的具有充分的耐功率特性、损失少的开关或可变元件，其结果存在效率的改善效果小的课题。
本发明就是为了解决上述的课题而完成的，目的在于构成一种跟踪调制的包络线的变化，使输出负载阻抗变化，饱和功率足够大而且效率良好的高频放大器。
换句话说，目的在于构成一种即使在补偿大的工作状态下、即输出功率比饱和功率小时，也能实现工作效率高的高频放大器。
另外，本发明的目的在于构成一种饱和功率足够大而且效率良好的前馈放大器及低失真放大器。
发明的公开本发明的高频放大器只在输入的高频信号的瞬时功率大的情况下，将高频信号分别分配给进行放大工作的副放大装置及恒常对高频信号进行放大工作的主放大装置，将副放大装置放大的高频信号注入主放大装置的输出侧，输出主放大装置放大的高频信号。
因此，能跟踪调制的高频信号的包络线变化，使输出负载阻抗变化，能构成跟踪调制的高频信号的包络线变化，使输出负载阻抗变化，饱和功率足够大而且效率良好的高频放大器，换句话说，能获得即使在补偿大的工作状态下、即输出功率比饱和功率小时，也能构成工作效率高的高频放大器的效果。
本发明的高频放大器备有分配从输入端子输入的高频信号的第一分配装置；恒常放大第一分配装置分配的一种高频信号的主放大装置；只在高频信号的瞬时功率大的情况下，放大第一分配装置分配的另一种高频信号的副放大装置；以及将副放大装置放大的高频信号注入主放大装置的输出侧，同时从输出端子输出主放大装置放大的高频信号的循环器。
因此，能获得能构成这样的高频放大器的效果能跟踪调制的高频信号的包络线变化，使输出负载阻抗变化，在高频信号的瞬时功率小的情况下，作为高效率的放大器工作，在高频信号的瞬时功率大的情况下，作为饱和功率大的放大器工作。
本发明的高频放大器备有分配从输入端子输入的高频信号的第一分配装置；使第一分配装置分配的一种高频信号附带90度的相位差后进行分配的第二分配装置；恒常分别放大第二分配装置分配的高频信号的第一主放大装置及第二主放大装置；只在高频信号的瞬时功率大的情况下，放大第一分配装置分配的另一种高频信号的副放大装置；以及将副放大装置放大的高频信号分别注入第一主放大装置的输出侧及第二主放大装置的输出侧，同时将第一主放大装置及第二主放大装置分别放大了的高频信号合成后，从输出端子输出的第一90度混合电路。
因此，能减少高频信号的损失，提高高频放大器的效率，同时能获得能降低成本的效果。
本发明的高频放大器备有调整通过副放大装置的高频信号的振幅及相位的第一振幅相位调整装置。
因此，能使注入主放大装置的高频信号的振幅和相位最佳化，在瞬时功率大的情况下调整主放大装置的视在负载阻抗，能获得能进一步提高高频放大器的效率的效果。
本发明的高频放大器备有调整通过副放大装置的高频信号的振幅及相位的第一振幅相位调整装置。
因此，能使注入主放大装置的高频信号的振幅和相位最佳化，在瞬时功率大的情况下调整主放大装置的视在负载阻抗，能获得能进一步提高高频放大器的效率的效果。
本发明的高频放大器备有将延迟时间供给通过主放大装置的高频信号或通过副放大装置的高频信号的延迟装置。
因此，能使主放大装置一侧的路径供给高频信号的延迟时间和副放大装置一侧的路径供给高频信号的延迟时间一致，能获得能在宽频带内实现从副放大装置向主放大装置注入高频信号的效果。
本发明的高频放大器备有将延迟时间供给通过主放大装置的高频信号或通过副放大装置的高频信号的延迟装置。
因此，能使主放大装置一侧的路径供给高频信号的延迟时间和副放大装置一侧的路径供给高频信号的延迟时间一致，能获得能在宽频带内实现从副放大装置向主放大装置注入高频信号的效果。
本发明的高频放大器备有使通过主放大装置的高频信号或通过副放大装置的高频信号的频率特性变化的频率均衡器。
因此，能使主放大装置一侧的路径供给高频信号的频率特性和副放大装置一侧的路径供给高频信号的频率特性一致，能获得能在宽频带内实现从副放大装置向主放大装置注入高频信号的效果。
本发明的高频放大器备有使通过主放大装置的高频信号或通过副放大装置的高频信号的频率特性变化的频率均衡器。
因此，能使主放大装置一侧的路径供给高频信号的频率特性和副放大装置一侧的路径供给高频信号的频率特性一致，能获得能在宽频带内实现从副放大装置向主放大装置注入高频信号的效果。
本发明的高频放大器备有对应于输入副放大装置的高频信号的瞬时功率变化，调整从副放大装置输出的高频信号的瞬时功率变化及通过相位特性的AM-AM/PM调整装置，因此，能使副放大装置工作的功率电平和对应于输入功率的输出功率等最佳化，能使注入主放大装置的信号最佳化，能获得能改善高频放大器总体效率的效果。
本发明的高频放大器备有对应于输入副放大装置的高频信号的瞬时功率变化，调整从副放大装置输出的高频信号的瞬时功率变化及通过相位特性的AM-AM/PM调整装置，因此，能使副放大装置工作的功率电平和对应于输入功率的输出功率等最佳化，能使注入主放大装置的信号最佳化，能获得能改善高频放大器总体效率的效果。
本发明的高频放大器所备有的AM-AM/PM调整装置备有串联连接在AM-AM/PM调整装置输入端子和AM-AM/PM调整装置输出端子之间的两个电容器；将两个电容器之间和地连接起来的二极管；以及通过偏压用电阻连接两个电容器之间的直流偏压电源。
因此，能使副放大装置工作的功率电平和对应于输入功率的输出功率等最佳化，能使注入主放大装置的信号最佳化，能获得能改善高频放大器总体效率的效果。
本发明的高频放大器所备有的AM-AM/PM调整装置备有串联连接在AM-AM/PM调整装置输入端子和AM-AM/PM调整装置输出端子之间的两个电容器；将两个电容器之间和地连接起来的二极管；以及通过偏压用电阻连接两个电容器之间的直流偏压电源。
因此，能使副放大装置工作的功率电平和对应于输入功率的输出功率等最佳化，能使注入主放大装置的信号最佳化，能获得能改善高频放大器总体效率的效果。
本发明的高频放大器所备有的AM-AM/PM调整装置备有分配高频信号的一部分的第三分配装置；检测第三分配装置分配的高频信号的振幅的第一振幅检测装置；调整通过了第三分配装置的高频信号的振幅及相位的第二振幅相位调整装置；以及参照第一振幅检测装置检测的高频信号的振幅，控制第二振幅相位调整装置的控制装置。
因此，能使副放大装置工作的功率电平和对应于输入功率的输出功率的值等最佳化，能使注入主放大装置的信号最佳化，能获得能改善高频放大器总体效率的效果。
本发明的高频放大器所备有的AM-AM/PM调整装置备有分配高频信号的一部分的第三分配装置；检测第三分配装置分配的高频信号的振幅的第一振幅检测装置；调整通过了第三分配装置的高频信号的振幅及相位的第二振幅相位调整装置；以及参照第一振幅检测装置检测的高频信号的振幅，控制第二振幅相位调整装置的控制装置。
因此，能使副放大装置工作的功率电平和对应于输入功率的输出功率的值等最佳化，能使注入主放大装置的信号最佳化，能获得能改善高频放大器总体效率的效果。
本发明的高频放大器备有分离副放大装置放大的高频信号的基波分量和高次谐波分量的分离装置；调整分离装置分离的高次谐波分量的振幅及相位的第三振幅相位调整装置；以及设置在分离装置和循环器之间或分离装置和第一90度混合电路之间、对分离装置分离的基波分量和第三振幅相位调整装置调整的高次谐波分量进行合成的合成装置。
因此，能调整主放大装置对高次谐波分量的负载阻抗，能获得能进一步提高主放大装置的效率的效果。
本发明的高频放大器备有分离副放大装置放大的高频信号的基波分量和高次谐波分量的分离装置；调整分离装置分离的高次谐波分量的振幅及相位的第三振幅相位调整装置；以及设置在分离装置和循环器之间或分离装置和第一90度混合电路之间、对分离装置分离的基波分量和第三振幅相位调整装置调整的高次谐波分量进行合成的合成装置。
因此，能调整主放大装置的高次谐波分量的负载阻抗，能获得能进一步提高主放大装置的效率的效果。
本发明的高频放大器备有分离副放大装置放大的高频信号的基波分量和高次谐波分量的分离装置；调整分离装置分离的高次谐波分量的振幅及相位的第三振幅相位调整装置；以及设置在循环器和副放大装置之间、对分离装置分离的基波分量和第三振幅相位调整装置调整的高次谐波分量进行合成的合成装置。
因此，能降低循环器的损失和大小、成本等，能调整主放大装置对高次谐波分量的负载阻抗，能获得能进一步提高主放大装置的效率的效果。
本发明的高频放大器备有分离副放大装置放大的高频信号的基波分量和高次谐波分量、将基波分量输出给第一90度混合电路的分离装置；调整分离装置分离的高次谐波分量的振幅及相位的第三振幅相位调整装置；将第三振幅相位调整装置调整的高次谐波分量分配成两个的第二90度混合电路；设置在第一90度混合电路和第一主放大装置之间、对来自第二90度混合电路的一种高次谐波分量和通过了第一90度混合电路的基波分量进行合成的第一合成装置；以及设置在第一90度混合电路和第二主放大装置之间、对来自第二90度混合电路的另一种高次谐波分量和通过了第一90度混合电路的基波分量进行合成的第二合成装置。
因此，能获得能降低损失、提高效率的效果。
本发明的高频放大器备有设置在循环器和输出端子之间或第一90度混合电路和输出端子之间、使来自循环器或第一90度混合电路的高频信号通过输出端子的隔离器。
因此，能防止由反射波引起的副放大装置的特性变化，能获得能构成稳定且效率高的高频放大器。
本发明的高频放大器备有设置在循环器和输出端子之间或第一90度混合电路和输出端子之间、使来自循环器或第一90度混合电路的高频信号通过输出端子的隔离器。
因此，能防止由反射波引起的副放大装置的特性变化，能获得能构成稳定且效率高的高频放大器。
本发明的高频放大器备有设置在副放大装置和循环器之间、使副放大装置放大了的高频信号通过循环器的隔离器。
因此，既能减少损失，又能防止由反射波引起的副放大装置的特性变化，还能获得能构成稳定且效率高的高频放大器。
本发明的高频放大器备有设置在副放大装置和第一90度混合电路之间、使副放大装置放大了的高频信号通过第一90度混合电路的隔离器。
因此，在第一主放大装置及第二主放大装置的特性完全不相同的情况下，能防止电力流入副放大装置的输出侧，能获得有助于高频放大器的稳定化、高效率化的效果。
本发明的高频放大器备有处理从输入端子输入的基带信号的基带处理装置；以及将基带处理装置处理的基带信号变换成分别输入主放大装置及副放大装置的高频信号的第一频率变换装置。
因此，能实现设计容易的低频带处理，能增大电路结构的自由度，能构成容易调整的电路、精度高的电路。
本发明的高频放大器备有处理从输入端子输入的基带信号的基带处理装置；以及将基带处理装置处理的基带信号变换成分别输入主放大装置及副放大装置的高频信号的第一频率变换装置。
因此，能实现设计容易的低频带处理，能增大电路结构的自由度，能构成容易调整的电路、精度高的电路。
本发明的高频放大器所备有的基带处理装置备有将从输入端子输入的基带信号分配成两个的第四分配装置；检测第四分配装置分配的一种基带信号的振幅的第二振幅检测装置；调整来自第二振幅检测装置的基带信号的振幅的第四振幅相位调整装置；以及参照第二振幅检测装置检测的基带信号的振幅和预先准备的数据，控制第四振幅相位调整装置的控制装置。
因此，调整的自由度大，能进行精度更高的处理，能获得有助于提高高频放大器的效率的效果。
本发明的高频放大器所备有的基带处理装置备有将从输入端子输入的基带信号分配成两个的第四分配装置；检测第四分配装置分配的一种基带信号的振幅的第二振幅检测装置；调整来自第二振幅检测装置的基带信号的振幅的第四振幅相位调整装置；以及参照第二振幅检测装置检测的基带信号的振幅和预先准备的数据，控制第四振幅相位调整装置的控制装置。
因此，调整的自由度大，能进行精度更高的处理，能获得有助于提高高频放大器的效率的效果。
本发明的高频放大器备有分配副放大装置输出的高频信号的第五分配装置；以及将第五分配装置分配的信号变换成基带信号的第二频率变换装置，控制装置参照第二频率变换装置变换的基带信号，更新预先准备的数据。
因此，即使副放大装置的特性变化，也能恒常进行最佳控制，能获得能实现效率高的高频放大器的效果，还能获得通过将控制装置的数据发送到远方或从远方接收，从远方监视和控制高频放大器的效果。
本发明的高频放大器备有分配副放大装置输出的高频信号的第五分配装置；以及将第五分配装置分配的信号变换成基带信号的第二频率变换装置，控制装置参照第二频率变换装置变换的基带信号，更新预先准备的数据。
因此，即使副放大装置的特性变化，也能恒常进行最佳控制，能获得能实现效率高的高频放大器的效果，还能获得通过将控制装置的数据发送到远方或从远方接收，从远方监视和控制高频放大器的效果。
本发明的前馈放大器在失真抽出回路中备有权利要求1所述的高频放大器。
因此，能获得能构成效率高、失真更低的前馈放大器的效果。
本发明的前馈放大器在失真抽出回路中备有权利要求2所述的高频放大器。
因此，能获得能构成效率高、失真更低的前馈放大器的效果。
本发明的前馈放大器在失真抽出回路中备有权利要求3所述的高频放大器。
因此，能获得能构成效率高、失真更低的前馈放大器的效果。
本发明的前馈放大器在失真抽出回路中备有权利要求4所述的高频放大器。
因此，能获得能构成效率高、失真更低的前馈放大器的效果。
本发明的前馈放大器在失真抽出回路中备有权利要求5所述的高频放大器。
因此，能获得能构成效率高、失真更低的前馈放大器的效果。
本发明的前馈放大器在失真抽出回路中备有权利要求6所述的高频放大器。
因此，能获得能构成效率高、失真更低的前馈放大器的效果。
本发明的前馈放大器在失真抽出回路中备有权利要求7所述的高频放大器。
因此，能获得能构成效率高、失真更低的前馈放大器的效果。
本发明的前馈放大器在失真抽出回路中备有权利要求8所述的高频放大器。
因此，能获得能构成效率高、失真更低的前馈放大器的效果。
本发明的前馈放大器在失真抽出回路中备有权利要求9所述的高频放大器。
因此，能获得能构成效率高、失真更低的前馈放大器的效果。
本发明的前馈放大器在失真抽出回路中备有权利要求10所述的高频放大器。
因此，能获得能构成效率高、失真更低的前馈放大器的效果。
本发明的前馈放大器在失真抽出回路中备有权利要求11所述的高频放大器。
因此，能获得能构成效率高、失真更低的前馈放大器的效果。
本发明的前馈放大器在失真抽出回路中备有权利要求12所述的高频放大器。
因此，能获得能构成效率高、失真更低的前馈放大器的效果。
本发明的前馈放大器在失真抽出回路中备有权利要求13所述的高频放大器。
因此，能获得能构成效率高、失真更低的前馈放大器的效果。
本发明的前馈放大器在失真抽出回路中备有权利要求14所述的高频放大器。
因此，能获得能构成效率高、失真更低的前馈放大器的效果。
本发明的前馈放大器在失真抽出回路中备有权利要求15所述的高频放大器。
因此，能获得能构成效率高、失真更低的前馈放大器的效果。
本发明的前馈放大器在失真抽出回路中备有权利要求16所述的高频放大器。
因此，能获得能构成效率高、失真更低的前馈放大器的效果。
本发明的前馈放大器在失真抽出回路中备有权利要求17所述的高频放大器。
因此，能获得能构成效率高、失真更低的前馈放大器的效果。
本发明的前馈放大器在失真抽出回路中备有权利要求18所述的高频放大器。
因此，能获得能构成效率高、失真更低的前馈放大器的效果。
本发明的前馈放大器在失真抽出回路中备有权利要求19所述的高频放大器。
因此，能获得能构成效率高、失真更低的前馈放大器的效果。
本发明的前馈放大器在失真抽出回路中备有权利要求20所述的高频放大器。
因此，能获得能构成效率高、失真更低的前馈放大器的效果。
本发明的前馈放大器在失真抽出回路中备有权利要求21所述的高频放大器。
因此，能获得能构成效率高、失真更低的前馈放大器的效果。
本发明的前馈放大器在失真抽出回路中备有权利要求22所述的高频放大器。
因此，能获得能构成效率高、失真更低的前馈放大器的效果。
本发明的前馈放大器在失真抽出回路中备有权利要求23所述的高频放大器。
因此，能获得能构成效率高、失真更低的前馈放大器的效果。
本发明的前馈放大器在失真抽出回路中备有权利要求24所述的高频放大器。
因此，能获得能构成效率高、失真更低的前馈放大器的效果。
本发明的前馈放大器在失真抽出回路中备有权利要求25所述的高频放大器。
因此，能获得能构成效率高、失真更低的前馈放大器的效果。
本发明的前馈放大器在失真抽出回路中备有权利要求26所述的高频放大器。
因此，能获得能构成效率高、失真更低的前馈放大器的效果。
本发明的前馈放大器在失真抽出回路中备有权利要求27所述的高频放大器。
因此，能获得能构成效率高、失真更低的前馈放大器的效果。
本发明的前馈放大器在失真抽出回路中备有权利要求28所述的高频放大器。
因此，能获得能构成效率高、失真更低的前馈放大器的效果。
本发明的前馈放大器在失真抽出回路中备有权利要求29所述的高频放大器。
因此，能获得能构成效率高、失真更低的前馈放大器的效果。
本发明的低失真放大器备有权利要求1所述的高频放大器；以及补偿高频放大器向高频信号供给的失真特性的失真线性补偿电路。
因此，能实现效率高、失真更低的补偿放大器。
本发明的低失真放大器备有权利要求2所述的高频放大器；以及补偿高频放大器向高频信号供给的失真特性的失真线性补偿电路。
因此，能实现效率高、失真更低的补偿放大器。
本发明的低失真放大器备有权利要求3所述的高频放大器；以及补偿高频放大器向高频信号供给的失真特性的失真线性补偿电路。
因此，能实现效率高、失真更低的补偿放大器。
本发明的低失真放大器备有权利要求4所述的高频放大器；以及补偿高频放大器向高频信号供给的失真特性的失真线性补偿电路。
因此，能实现效率高、失真更低的补偿放大器。
本发明的低失真放大器备有权利要求5所述的高频放大器；以及补偿高频放大器向高频信号供给的失真特性的失真线性补偿电路。
因此，能实现效率高、失真更低的补偿放大器。
本发明的低失真放大器备有权利要求6所述的高频放大器；以及补偿高频放大器向高频信号供给的失真特性的失真线性补偿电路。
因此，能实现效率高、失真更低的补偿放大器。
本发明的低失真放大器备有权利要求7所述的高频放大器；以及补偿高频放大器向高频信号供给的失真特性的失真线性补偿电路。
因此，能实现效率高、失真更低的补偿放大器。
本发明的低失真放大器备有权利要求8所述的高频放大器；以及补偿高频放大器向高频信号供给的失真特性的失真线性补偿电路。
因此，能实现效率高、失真更低的补偿放大器。
本发明的低失真放大器备有权利要求9所述的高频放大器；以及补偿高频放大器向高频信号供给的失真特性的失真线性补偿电路。
因此，能实现效率高、失真更低的补偿放大器。
本发明的低失真放大器备有权利要求10所述的高频放大器；以及补偿高频放大器向高频信号供给的失真特性的失真线性补偿电路。
因此，能实现效率高、失真更低的补偿放大器。
本发明的低失真放大器备有权利要求11所述的高频放大器；以及补偿高频放大器向高频信号供给的失真特性的失真线性补偿电路。
因此，能实现效率高、失真更低的补偿放大器。
本发明的低失真放大器备有权利要求12所述的高频放大器；以及补偿高频放大器向高频信号供给的失真特性的失真线性补偿电路。
因此，能实现效率高、失真更低的补偿放大器。
本发明的低失真放大器备有权利要求13所述的高频放大器；以及补偿高频放大器向高频信号供给的失真特性的失真线性补偿电路。
因此，能实现效率高、失真更低的补偿放大器。
本发明的低失真放大器备有权利要求14所述的高频放大器；以及补偿高频放大器向高频信号供给的失真特性的失真线性补偿电路。
因此，能实现效率高、失真更低的补偿放大器。
本发明的低失真放大器备有权利要求15所述的高频放大器；以及补偿高频放大器向高频信号供给的失真特性的失真线性补偿电路。
因此，能实现效率高、失真更低的补偿放大器。
本发明的低失真放大器备有权利要求16所述的高频放大器；以及补偿高频放大器向高频信号供给的失真特性的失真线性补偿电路。
因此，能实现效率高、失真更低的补偿放大器。
本发明的低失真放大器备有权利要求17所述的高频放大器；以及补偿高频放大器向高频信号供给的失真特性的失真线性补偿电路。
因此，能实现效率高、失真更低的补偿放大器。
本发明的低失真放大器备有权利要求18所述的高频放大器；以及补偿高频放大器向高频信号供给的失真特性的失真线性补偿电路。
因此，能实现效率高、失真更低的补偿放大器。
本发明的低失真放大器备有权利要求19所述的高频放大器；以及补偿高频放大器向高频信号供给的失真特性的失真线性补偿电路。
因此，能实现效率高、失真更低的补偿放大器。
本发明的低失真放大器备有权利要求20所述的高频放大器；以及补偿高频放大器向高频信号供给的失真特性的失真线性补偿电路。
因此，能实现效率高、失真更低的补偿放大器。
本发明的低失真放大器备有权利要求21所述的高频放大器；以及补偿高频放大器向高频信号供给的失真特性的失真线性补偿电路。
因此，能实现效率高、失真更低的补偿放大器。
本发明的低失真放大器备有权利要求22所述的高频放大器；以及补偿高频放大器向高频信号供给的失真特性的失真线性补偿电路。
因此，能实现效率高、失真更低的补偿放大器。
本发明的低失真放大器备有权利要求23所述的高频放大器；以及补偿高频放大器向高频信号供给的失真特性的失真线性补偿电路。
因此，能实现效率高、失真更低的补偿放大器。
本发明的低失真放大器备有权利要求24所述的高频放大器；以及补偿高频放大器向高频信号供给的失真特性的失真线性补偿电路。
因此，能实现效率高、失真更低的补偿放大器。
本发明的低失真放大器备有权利要求25所述的高频放大器；以及补偿高频放大器向高频信号供给的失真特性的失真线性补偿电路。
因此，能实现效率高、失真更低的补偿放大器。
本发明的低失真放大器备有权利要求26所述的高频放大器；以及补偿高频放大器向高频信号供给的失真特性的失真线性补偿电路。
因此，能实现效率高、失真更低的补偿放大器。
本发明的低失真放大器备有权利要求27所述的高频放大器；以及补偿高频放大器向高频信号供给的失真特性的失真线性补偿电路。
因此，能实现效率高、失真更低的补偿放大器。
本发明的低失真放大器备有权利要求28所述的高频放大器；以及补偿高频放大器向高频信号供给的失真特性的失真线性补偿电路。
因此，能实现效率高、失真更低的补偿放大器。
本发明的低失真放大器备有权利要求29所述的高频放大器；以及补偿高频放大器向高频信号供给的失真特性的失真线性补偿电路。
因此，能实现效率高、失真更低的补偿放大器。
图2是在史密斯圆图上模式地表示从高频放大器的放大元件看到的对应于负载阻抗的饱和功率和效率的变化的图。
图3是表示特开平9-284061号公报中公开的现有的高频放大器的结构图。
图4是表示现有的高频放大器中使用的输出匹配电路的结构图。
图5是表示本发明的实施形态1的高频放大器的结构图。
图6是表示主放大部和副放大部的结构之一例图。
图7是表示本发明的实施形态2的高频放大器的结构图。
图8是表示本发明的实施形态3的高频放大器的结构图。
图9是表示本发明的实施形态4的高频放大器的结构图。
图10是表示本发明的实施形态4的高频放大器的结构图。
图11是表示本发明的实施形态5的高频放大器的结构图。
图12是表示本发明的实施形态6的高频放大器的结构图。
图13是表示AM-AM/PM调整部的结构例图。
图14是表示备有AM-AM/PM调整部的高频放大器的结构图。
图15是表示备有AM-AM/PM调整部的高频放大器的结构图。
图16是表示本发明的实施形态7的高频放大器的结构图。
图17是表示本发明的实施形态8的高频放大器的结构图。
图18是表示本发明的实施形态9的高频放大器的结构图。
图19是表示本发明的实施形态10的高频放大器的结构图。
图20是表示本发明的实施形态11的高频放大器的结构图。
图21是表示本发明的实施形态12的高频放大器的结构图。
图22是表示本发明的实施形态13的高频放大器的结构图。
图23是表示作为基带处理电路的AM-AM/PM调整部的结构图。
图24是表示将副放大部输出的高频信号的一部分变换成基带信号后向基带处理电路进行反馈的例图。
图25是表示本发明的实施形态14的前馈放大器的结构图。
图26是表示本发明的实施形态15的失真补偿放大器的结构图。
图27是表示本发明的实施形态16的高频放大器的结构图。
图28是表示在图27所示的高频放大器中不使副放大部工作时的测定结果的图。
图29是表示在图27所示的高频放大器中使副放大部工作时的测定结果和不使副放大部工作时的测定结果的比较图。
实施发明用的最佳形态以下，为了更详细说明本发明，根据


实施本发明用的最佳形态。
实施形态1图5是表示本发明的实施形态1的高频放大器的结构图。
在图5中，1是输入高频信号的输入端子，2是输出高频信号的输出端子。3是将从输入端子1输入的高频信号分配成两个的分配部(第一分配装置)，4是与分配部3的一个输出侧连接的副放大部(副放大装置)。6是循环器，这样连接将副放大部5输出的高频信号注入主放大部4的输出侧，将主放大部4输出的高频信号注入输出端子。
图6是表示主放大部4及副放大部5的结构之一例图。与图5相同或相当的结构，标以相同的符号。
在图6所示的主放大部4中，7是与分配部3的一个输出侧连接的输入匹配电路，8是放大来自输入匹配电路7的高频信号的放大元件，9是将放大元件8放大了的高频信号输出给循环器6的输出匹配电路。
另一方面，在图6所示的副放大部5中，10是与分配部3的另一个输出侧连接的输入匹配电路，11是放大来自输入匹配电路10的高频信号的放大元件，12是将放大元件11放大了的高频信号输出给循环器6的输出匹配电路。
另外，图中省略了将直流偏压分别供给放大元件8、放大元件11的结构要素。
主放大部4是使偏压为所谓的A级、AB级、B级的放大器，与瞬时功率的大小无关地恒常放大高频信号。
另一方面，副放大部5例如是使偏压为C级的放大器，只在由于被调制的高频信号的包络线变化，瞬时功率变大的情况下放大高频信号，在瞬时功率小的情况下不输出高频信号。
其次说明工作情况。
在高频信号的瞬时功率小的情况下，主放大部4工作，副放大部5不工作。因此，通过输入端子1、分配部3输入到主放大部4的高频信号通过输入匹配电路7后，被放大元件8放大，通过输出匹配电路9、循环器6，从输出端子2输出(图5中的实线箭头)。
从主放大部4看输出侧所看到的阻抗ZL是连接在输出端子2上的阻抗(例如50Ω)。在主放大部4中，用输出侧的负载阻抗ZL设计输出匹配电路9，以便高效率地工作。具体地说，从放大元件8看输出侧所看到的负载阻抗ZL_FET决定电路常数，以便呈高效率地匹配。因此，在瞬时功率小的情况下，高效率地工作。
在高频信号的瞬时功率大的情况下，副放大部5与主放大部4一起工作。因此，通过输入端子1、分配部3输入到副放大部5的高频信号通过输入匹配电路10后，被放大元件11放大，通过输出匹配电路12、循环器6，被注入主放大部4的输出侧(图5中的虚线箭头)。
如果从主放大部4一侧看输出侧，则能看到与主放大部4输出的高频信号相同的高频信号从输出侧返回来，所以能看到负载阻抗ZL及ZL_FET明显地变化。
这时，如果使从副放大部5通过循环器6被注入主放大部4的输出侧的高频信号的振幅和相位为适当的值，则从主放大部4看到的负载阻抗ZL、从放大元件8看到的负载阻抗ZL_FET能看作仿佛变化成饱和功率变大的阻抗。因此，与不注入来自副放大部5的高频信号的情况相比，主放大部4的饱和功率增大。因此，不切换瞬时功率大的部分，主放大部4放大高频信号，通过循环器6从输出端子2输出被放大了的高频信号。
这样，在高频信号的瞬时功率小的情况下，主放大部4的负载阻抗呈实现饱和功率小的高效率的状态，图5中的高频放大器高效率地进行工作。
另一方面，在高频信号的瞬时功率大的情况下，由于从副放大部5通过循环器6向主放大部4的输出侧注入高频信号，所以从主放大部4的放大元件8看到的负载阻抗明显地变化，图5中的高频放大器的饱和功率增大。
因此，该实施形态1的高频放大器与饱和功率的大小无关，即使在低输出时也能实现高效率地工作。
与以往不同，该实施形态1的高频放大器由于没有切换开关和可变电容元件，所以能充分地跟踪高频信号的包络线的高速变化，在现有的结构中实际上不可能的跟踪调制波的瞬时功率变化、使输出匹配电路9的负载阻抗等效地变化成为可能。
结果，能构成与饱和功率大小无关，低输出时也能高效率地工作的高频放大器，换句话说，能构成即使在补偿大的工作状态下效率也好的高频放大器。
另外，与以往相比，由于不使用切换开关和可变电容元件，所以不会发生由这些结构要素引起的耐压性和损失等问题，所以也能适用于输出更高的高频放大器，而且能使效率高。
由于副放大部5是C级放大器，所以在输入到输入端子1中的高频信号的瞬时功率小的情况下不工作，也没有直流功耗。因此，不会降低由主放大部4和副放大部5构成的系统的总体效率。
另外，副放大部5只在瞬时功率大的情况下进行放大工作，输出高频信号，在瞬时功率小的情况下不输出高频信号，可以加偏压，以便直流功耗足够小。虽然希望所谓的C级偏压状态，但即使在B级偏压状态下，在瞬时功率小的情况下直流功耗也非常小，所以能达到高频放大器的高效率化的目的。
另外，在瞬时功率大的情况下，从副放大部5输出的高频信号在主放大部4的输出侧反射，结果在输出端子2上出现输出功率的一部分，所以副放大部5的功耗不会浪费，不会成为使效率大幅度下降的原因。
另外，在以上的说明中，虽然说明了在主放大部4、副放大部5中分别使用单级的放大元件8、11的情况，但也可以在主放大部4、副放大部5两者或任意一者中使用多级连接的放大元件，能调整高频放大器的增益。
如上所述，如果采用该实施形态1，则由于备有将从输入端子1输入的高频信号分配成两个的分配部3；与分配部3的一个输出侧连接、放大来自分配部3的高频信号的主放大部4；与分配部3的另一个输出侧连接、在高频信号的瞬时功率小的情况下不工作，放大来自分配部3的高频信号的副放大部5；以及将副放大部5放大了的高频信号注入主放大部4的输出侧、同时将主放大部4放大了的高频信号注入输出端子2的循环器6，所以能跟踪被调制的高频信号的包络线的变化，使输出负载阻抗变化，在高频信号的瞬时功率小的情况下，作为高效率的放大器工作，在高频信号的瞬时功率大的情况下，作为饱和功率大的放大器工作，能获得能构成上述这样的高频放大器的效果。
实施形态2图7是表示本发明的实施形态2的高频放大器的结构图。与图5相同或相当的结构，标以相同的符号。
在图7中，13是将来自分配部3的高频信号附加90度的相位差后分配成两个的90度混合电路(第二分配装置)，14A、14B是分别放大90度混合电路13输出的两个高频信号的两个放大部(第一主放大装置、第二主放大装置)，15是将副放大部5输出的高频信号分配成两个，分别注入放大部14A、14B的输出侧，使放大部14A、14B分别输出的高频信号耦合后从输出端子2输出的90度混合电路(第二90度混合电路)。
在该实施形态2中，由90度混合电路13、放大部14A、14B及90度混合电路15构成主放大部4。
主放大部4及副放大部5的工作与实施形态1相同。就是说，主放大部4的放大部14A、14B是与输入的高频信号的瞬时功率的大小无关进行放大工作的放大器，是按照所谓的A级、AB级、B级加偏压的放大器。另外，副放大部5是例如按照C级加偏压的放大器，在随着被调制的高频信号的包络线的变化、瞬时功率变大的情况下，进行放大工作，输出高频信号。副放大部5的输出端连接在构成主放大部4的90度混合电路15的分离端子上。
其次说明工作情况。
在输入的高频信号的瞬时功率小的情况下，仅主放大部4工作。因此，分配部3分配的一种高频信号通过90度混合电路13，分别被两个放大部14A、14B放大。两个放大部14A、14B的输出电力沿图7中的实线箭头流动，在90度混合电路15中合成，从输出端子2输出。这时在90度混合电路15的分离端子上不出现输出信号。从主放大部4看到的负载阻抗是连接在输出端子2上的阻抗(例如50Ω)，这时高频放大器内部的匹配电路能效率良好地被调整。
另一方面，在瞬时功率大的情况下，主放大部4、副放大部5分别工作。因此，分配部3分配的另一种高频信号通过90度混合电路13，被副放大部5放大。副放大部5的输出电力沿图7中的虚线箭头流动，被90度混合电路15分配成两个，分别注入放大部14A、14B的输出侧。
由于与实施形态1相同的理由，主放大部4的放大部14A、14B的视在负载阻抗按照从副放大部5注入的高频信号而变化，这时由于变成饱和功率大的负载阻抗，所以大的瞬时功率的信号也能放大。因此，不切取瞬时功率大的部分，放大部14A、14B分别放大高频信号，90度混合电路15将这些被放大的高频信号合成后从输出端子2输出。
与实施形态1相同，有主放大部4和副放大部5的该实施形态2的高频放大器，即使饱和功率大时也没关系，低输出时也能提高效率。
一般说来在构成大功率的高频放大器的情况下，图7中的主放大部4的结构、所谓的平衡放大器结构也可以将两个放大器14A、14B作为合成的功率合成装置用。由于从输出侧的90度混合电路15的分离端子将副放大部5输出的高频信号分别输入放大部14A、14B，所以不需要使用实施形态1的循环器6，也能获得实施形态1的效果，另外，还能获得由于损失的降低而提高效率、装置的低成本化的效果。
另外，输入侧的90度混合电路13是为了补偿在输出侧的90度混合电路15中产生的高频信号的90度的相位差而设置的，例如用分配装置和延迟装置将高频信号分配成两个，附加90度的相位差即可。
如上所述，如果采用该实施形态2，则由于备有将从输入端子1输入的高频信号分配成两个的分配部3；与分配部3的一个输出侧连接、将来自分配部3的高频信号分配成两个的90度混合电路13；分别放大来自90度混合电路13的高频信号的放大部14A、14B；与分配部3的另一个输出侧连接、在高频信号的瞬时功率小的情况下不工作，在高频信号的瞬时功率大的情况下放大来自分配部3的高频信号的副放大部5；以及将副放大部5放大了的高频信号分别注入放大部14A、14B的输出侧，同时将放大部14A、14B分别放大了的高频信号耦合起来，输出给输出端子2的90度混合电路15，所以除了与实施形态1相同的效果以外，还能获得不需要实施形态1的循环器6，也能降低高频信号的损失，提高高频放大器的效率，同时能降低成本的效果。
实施形态3图8是表示本发明的实施形态3的高频放大器的结构图。与图5相同或相当的结构，标以相同的符号。
在图8中，16是调整通过副放大部5的高频信号的振幅的可变衰减部(第一振幅相位调整装置)，17是调整通过副放大部5的高频信号的相位的可变移相部(第二振幅相位调整装置)。在该实施形态3中，将可变衰减部16及可变移相部17设置在副放大部5和循环器6之间，调整副放大部5输出的高频信号的振幅和相位。
由于这样做，所以能使通过循环器6注入主放大部4的高频信号的振幅和相位最佳化，调整瞬时功率大的情况下的主放大部4的视在负载阻抗，能获得能进一步提高高频放大器的效率的效果。
实施形态4在实施形态4中，说明采用与实施形态3的可变衰减部16、可变移相部17不同的结构。
图9是表示本发明的实施形态4的高频放大器的结构图。与图8相同或相当的结构，标以相同的符号。
在图9中，将可变衰减部16及可变移相部17设置在分配部3和副放大部5之间，分别调整高频信号的振幅·相位后，用副放大部5放大。由于这样做，所以可变衰减部16、可变移相部17的损失对从副放大部5输出的高频信号没有影响，所以除了与实施形态3相同的效果以外，与实施形态3相比较，能获得能进一步提高高频放大器的效率的效果。
另外，也能将可变衰减部16、可变移相部17用于实施形态2中所示的高频放大器中。
图10是表示本发明的实施形态4的高频放大器的结构图。与图7、图8相同或相当的结构，标以相同的符号。
在图10中，在图7所示的分配部3和副放大部5之间使用可变衰减部16、可变移相部17。即使这样，也能获得与图9的情况相同的效果。
另外，也可以将可变衰减部16、可变移相部17用于图7所示的副放大部5和90度混合电路15之间，能获得与实施形态3同样的效果。
实施形态5图11是表示本发明的实施形态5的高频放大器的结构图。与图5相同或相当的结构，标以相同的符号。
在图11中，18是将延迟时间供给通过副放大部5的高频信号的延迟电路(延迟装置)。在图11中，将延迟电路18设置在分配部3和副放大部5之间。由于利用延迟电路18使主放大部4一侧的路径供给高频信号的延迟时间和副放大部5一侧的路径供给高频信号的延迟时间一致，所以能获得能在宽带范围内实现从副放大部5向主放大部4注入高频信号的效果的效果。
作为延迟电路18，既可以采用同轴线路等一般的线路，也可以采用利用带通滤波器的延迟特性的延迟滤波器等。
另外，既可以将延迟电路18设置在副放大部5和循环器6之间，也可以根据主放大部4和副放大部5的延迟时间差的大小，将延迟电路18设置在分配部3和主放大部4之间或主放大部4和循环器6之间。
另外，也可以将延迟电路18应用于实施形态2的高频放大器中。就是说，在图7中，通过将延迟电路18设置在分配部3和副放大部5之间或副放大部5和90度混合电路15之间、分配部3和主放大部4之间或主放大部4或放大部14A、14B和90度混合电路13之间，能获得同样的效果。
另外，按照与延迟电路18同样的结构设置用来使通过主放大部4的高频信号的频率特性和通过副放大部5的高频信号的频率特性一致的频率均衡器，也能获得宽带化的效果，另外，也可以设置延迟电路18、频率均衡器两者。
实施形态6
图12是表示本发明的实施形态6的高频放大器的结构图。与图5相同或相当的结构，标以相同的符号。
在图12中，19是对应于输入副放大部5的高频信号的瞬时功率变化，调整从副放大部5输出的高频信号的瞬时功率变化及通过相位特性的AM-AM/PM调整部(AM-AM/PM调整装置)。在该实施形态6中，将AM-AM/PM调整部19设置在分配部3和副放大部5之间。
只在高频信号的瞬时功率达到某一数值以上的情况下，副放大部5才输出功率，但为了达到高频放大器总体高效率化，要求副放大部5开始工作的瞬时功率值及对应于瞬时输入功率的瞬时输出功率的变化最佳化。即必须使对应于副放大部5一侧的输入功率变化时的输出功率的变化(所谓的AM-AM特性)最佳化。
另外，如果由于瞬时输入功率的变化，致使副放大部5的通过相位特性(所谓的AM-AM特性)发生变化，则通过循环器6、被注入主放大部4的输出侧的高频信号的相位发生变化，主放大部4的视在负载阻抗发生变化而离开所希望的状态。
为了补偿以上的现象，实现最佳工作，而设置AM-AM/PM调整部19。
AM-AM/PM调整部19一般能用非线性电路构成。
图13是表示AM-AM/PM调整部19的结构例图。
在图13中，20是输入端子(AM-AM/PM调整部输入端子)，21是直流阻断用的两个电容器，22是直流偏压电源，23是偏压用电阻，24是二极管，25是输出端子(AM-AM/PM调整部输出端子)。
图13中的AM-AM/PM调整部19由串联连接输入端子20和输出端子25的两个电容器21、将两个电容器21之间和地连接起来的二极管24、通过偏压用电阻23将直流偏压供给两个电容器21之间的直流偏压电源22构成。
图13所示的AM-AM/PM调整部19是使用IEEE Transactionon Microwave Theory and Techniques，vol.45，No.12，December 1997之2431页中公开的二极管的非线性电路之一例，通常用来作为补偿放大器的非线性(即失真)用的线性补偿电路。由于这样构成AM-AM/PM调整部19，所以能获得能用简单的结构补偿副放大部5的非线性的效果。
不限于图13，通过将一般具有非线性特性的电路的电路常数等变更成所希望的值，就能构成AM-AM/PM调整部19。
图14是表示备有与图13不同的AM-AM/PM调整部19的高频放大器的结构图。与图5相同或相当的结构，标以相同的符号。
在图14中，26是取出分配部3分配的高频信号的一部分的分配部(第三分配装置)，27是检测由分配部26分配的高频信号的瞬时功率电平的电平检测部(第一振幅检测装置)，28是根据电平检测部27的瞬时功率电平，控制可变衰减部29(第二振幅相位调整装置)、可变移相部(第三振幅相位调整装置)。
根据电平检测部27检测的瞬时功率电平，分别调整可变衰减部29、可变移相部30，以便达到控制部28预先存储的衰减量·移相量，能作为AM-AM/PM调整部19利用。
图15是表示备有与图13、图14不同的AM-AM/PM调整部19的高频放大器的结构图。与图14相同或相当的结构，标以相同的符号。
图15所示的控制部28根据由分配部26、电平检测部27检测的瞬时功率电平，改变副放大部5的偏压条件。由于增益和通过相位随着偏压条件而变化，所以副放大部5根据输入的瞬时功率电平，改变偏压条件，能实现所希望的AM-AM/PM特性。这样，通过改变偏压条件，利用副放大部5作为高频信号的第二振幅相位调整装置。
如上所述，通过设置AM-AM/PM调整部19，能使副放大部5工作的功率电平和对应于输入功率的输出功率的值等最佳化，能使注入主放大部4的信号最佳化，能获得能改善高频放大器的总体效率的效果。
另外，即使将AM-AM/PM调整部19应用于实施形态2也可以，能获得同样的效果。
实施形态7图16是表示本发明的实施形态7的高频放大器的结构图。与图5相同或相当的结构，标以相同的符号。
在图16中，31是分离副放大部5输出的高频信号的基波分量和二倍波等高次谐波分量的双工器(分离装置)，32是调整双工器31分离的高次谐波分量的振幅的可变衰减部(第三振幅相位调整装置)，33是调整双工器31分离的高次谐波分量的相位的可变移相部(第四振幅相位调整装置)，34是将通过了可变移相部33的高次谐波分量与双工器31分离的基波分量合成后输出给循环器6的双工器(合成装置)。
如众所周知，通过在输出电路中使二倍波等高次谐波分量的负载阻抗最佳化，能提高高频放大器的效率和失真特性。另外，一般说来，副放大部5中使用的C级放大器或B级放大器根据其非线性，输出多个高次谐波分量。
因此，通过调节从副放大部5输出的高次谐波分量的振幅·相位，与基波分量一样注入主放大部4的输出侧，能改变主放大部4对高次谐波的负载阻抗，能进一步提高主放大部4的效率。
用双工器31分离在副放大部5中发生的基波分量及高次谐波分量。基波分量被输入双工器34，高次谐波分量由可变衰减部32、可变移相部33调整了其振幅和相位后，再在双工器34中与基波分量进行合成(图16中的虚线箭头)，通过循环器6注入主放大部4的输出侧。这时，调整可变衰减部32、可变移相部33，以便实现注入主放大部4的输出侧的高次谐波分量的最佳条件(相位·振幅)。
由于将副放大部5输出的高频信号的高次谐波分量的振幅和相位最佳化后，注入主放大部4的输出侧，所以能获得能进一步提高高频放大器的效率的效果。
另外，在实施形态2的高频放大器中，即使将双工器31、可变衰减部32、可变移相部33及双工器34设置在副放大部5和90度混合电路15之间也可以，能获得同样的效果。
实施形态8也可以将实施形态7所示的双工器34设置在图5中的主放大部4的输出侧。
图17是表示本发明的实施形态8的高频放大器的结构图。与图5、图16相同或相当的结构，标以相同的符号。
在图17中，将双工器34设置在循环器6和主放大部4之间。因此，用双工器31分离的基波分量通过循环器6之后被输入双工器31，在双工器34中与通过了可变衰减部32、可变移相部33的高次谐波分量进行合成，合成的基波分量和高次谐波分量被注入主放大部4的输出侧。
就是说，能获得与实施形态7同样的效果，同时与实施形态7相比较，由于通过循环器6的只是基波分量，所以能使用适合基波分量的窄频带的循环器6，能降低循环器6的损失、大小·成本等，能获得能实现提高高频放大器的效率和低成本化。
实施形态9图18是表示本发明的实施形态9的高频放大器的结构图。与图7、图16相同或相当的结构，标以相同的符号。
在图18中，35是将90度的相位差加在通过了可变衰减部32、可变移相部33的高次谐波分量上进行分配的90度混合电路(第二90度混合电路)。34A、34B是分别设置在放大部14A和90度混合电路15之间、放大部14B和90度混合电路15之间、对基波分量和高次谐波分量进行合成的双工器(第一合成装置、第二合成装置)。
由于构成主放大部4的放大部14A、14B利用90度混合电路13，以90度的相位差进行工作，所以注入的高次谐波分量也有必要具有90度的相位差。在该实施形态9中，用90度混合电路35将90度的相位差供给分配成两个的高次谐波分量，利用双工器34A、34B分别对通过了90度混合电路15的基波分量和通过了90度混合电路35的高次谐波分量进行合成后，注入放大部14A、14B。
通过这样处理，能获得与实施形态8同样的效果，同时与实施形态8不同，不需要使用循环器6，所以能获得能降低损失、提高效率的效果。
实施形态10图19是表示本发明的实施形态10的高频放大器的结构图。与图5相同或相当的结构，标以相同的符号。
在图19中，36是设置在循环器6和输出端子2之间的隔离器，设置得使高频信号从循环器6通到输出端子2。
在输出端子2直接连接在天线等上的情况下，由于天线的周边环境的不同，有时高频信号从天线反射。
这时，由于循环器6的作用，在主放大部4的输出侧不出现反射波。因此，反射波从输出端子2通过循环器6，加在副放大部5的输出侧，所以通过设置隔离器36，将反射波分离出去。因此，能防止由反射波引起的副放大部5的特性变化，能获得能构成稳定、效率高的高频放大器的效果。
另外，在实施形态2的结构中，如果将隔离器36设置在90度混合电路15和输出端子2之间，能获得同样的效果。
实施形态11也可以将实施形态10中所示的隔离器36设置在副放大部5和循环器6之间。
图20是表示本发明的实施形态11的高频放大器的结构图。与图5、图19相同或相当的结构，标以相同的符号。
在图20中，将隔离器36设置在副放大部5和循环器6之间，设置得使来自副放大部5的高频信号通向循环器6的方向。即使来自天线的反射波从输出端子2输入，反射波也不返回主放大部4及副放大部5的输出侧，所以与实施形态10一样，能防止主放大部4、副放大部5的特性由反射波引起的劣化。
能获得与实施形态10同样的效果，同时与实施形态9相比较，主放大部4输出的高频信号的损失只是循环器6中的损失，能减少隔离器36的损失，能获得能提高高频放大器的效率的效果。
实施形态12也能将实施形态10、11中所示的隔离器36应用于实施形态2的高频放大器中。
图21是表示本发明的实施形态12的高频放大器的结构图。与图7、图19相同或相当的结构，标以相同的符号。
在图21中，将隔离器36设置在副放大部5和90度混合电路15之间，隔离器36设置得使副放大部5输出的高频信号通到90度混合电路15的分离端子的方向。
在主放大部4的放大部14A、14B具有完全相同的特性的情况下，在90度混合电路15的分离端子上不出现来自放大部14A、14B的输出功率。可是，在放大部14A、14B的特性不同的情况下，与此对应地在90度混合电路15的分离端子上出现来自放大部14A、14B的输出功率，被注入副放大部5的输出侧。由于该现象的作用，副放大部5的特性发生变化，随着情况的不同，在瞬时功率本来就小的情况下，不工作、直流电流理应不流的副放大部5由于从输出侧流入的电力的作用而强制地工作，发生电流流动。
因此，通过将隔离器36设置在副放大部5和90度混合电路15之间，在放大部14A、14B的特性完全不相同的情况下，也能防止电力流入副放大部5的输出侧，能获得能有助于高频放大器的稳定化、高效率化的效果。
实施形态13图22是表示本发明的实施形态13的高频放大器的结构图。与图5相同或相当的结构，标以相同的符号。
在图22中，37是输入基带信号的输入端子，38是对来自输入端子37的基带信号进行处理·分配的基带处理电路(基带处理装置)，39是将来自基带处理电路38的两个基带信号变换成高频信号的频率变换电路(第一频率变换装置)。
在频率变换电路39中，40A、40B是频率变换用混频器，41是本机振荡器部。频率变换用混频器40A、40B分别对本机振荡部41输出的本机信号和基带处理电路38输出的基带信号进行混频后，分别输出给主放大部4、副放大部5。
在实施形态1～12中，输入给输入端子1的信号是高频信号，用分配部3对该高频信号进行分配，输入到主放大部4和副放大部5中，但在实施形态13中，在通信机的基带处理部38中，将低频的基带信号分配给两个路径。即，由基带处理部38分配给包含主放大部4的路径和包含副放大部5的路径。
输入到输入端子37的基带信号由基带处理部38分配成两个之后，由频率变换电路39变换成高频信号。与实施形态1相同，这两个高频信号分别被主放大部4及副放大部5放大，经由循环器6输出给输出端子2。
由基带处理部38将基带信号处理·分配成两个基带信号后，由频率变换电路39变换成两个高频信号，所以能将实施形态3～6所示的可变衰减器16、可变移相器17、延迟电路18、频率均衡器、AM-AM/PM调整部19等的处理应用于基带处理部38，能在设计容易的低频带中实现上述的各种处理。因此，这些电路结构的自由度增加，能构成容易调整的电路、精度高的电路。
例如图23是表示作为基带处理电路38的AM-AM/PM调整部的结构的图。与图22相同或相当的结构，标以相同的符号。
在图23中，42是分配来自输入端子37的基带信号的分配部(第四分配装置)，43是检测由分配部42分配的高频信号的电平的电平检测部(第二振幅检测装置)。44是控制部(控制装置)，45是ROM，46是调整高频信号的电平·相位的电平相位变换部(第四振幅相位调整装置)。控制部44如果收到电平检测部43检测的电平值，便参照ROM45中预先存储的数据，控制电平相位变换部46。另外，47A、47B是分别将来自分配部42、电平相位变换部46的数字信号变换成模拟信号的D/A变换部。
输入到输入端子37中的基带信号被分配部42分配成两个，被分配的一个基带信号由D/A变换部47变换成模拟的基带信号。
另外，电平检测部43检测被分配的另一个基带信号的电平，控制部44参照检测的电平值和预先存储在ROM中的数据，控制电平/相位变换部46，调整基带信号的电平和相位。被调整了电平和相位的基带信号由D/A变换部47变换成模拟的基带信号。
D/A变换部47A、47B分别输出的基带信号由图22所示的频率变换部39分别变换成高频信号。
这样，由于用基带的数字信号处理方法进行这些处理，所以与处理高频信号的情况相比较，调整的自由度大，能进行精度更高的处理，结果能获得能有助于提高高频放大器的效率的效果。
另外，图24是表示将副放大部5输出的高频信号的一部分变换成基带信号，反馈给基带处理电路38的例图。与图23相同或相当的结构，标以相同的符号。
在图24中，48是能改写数据的RAM，49是将模拟信号变换成数字信号的A/D变换器，50是对来自本机振荡部41的本机信号和高频信号进行混频的混频器(第二频率变换装置)，51是将副放大部5放大的高频信号分配给循环器6和混频器50的分配部(第五分配装置)。
从基带信号的输入端子37输入的信号由分配部42分配。由电平检测部43检测分配给副放大部5一侧的基带信号的瞬时电平，控制电路44参照检测到的瞬时电平和RAM中存储的数据，控制电平·相位变换部46，实现所希望的AM-AM/PM特性。
用分配部51取出副放大部5的输出的一部分，在混频器50中进行了频率变换后，用A/D变换部49变换成基带信号，输入控制电路44中。控制电路44通过对RAM48中存储的所希望的AM-AM/PM特性和A/D变换部49的输出进行比较，能调整电平·相位变换部46的控制。这时将RAM48中的数据改写成最佳数据。
这样，由分配部51取得副放大部5输出的高频信号的一部分，由混频器50、A/D变换部49将取得的高频信号变换成基带信号，控制装置根据该基带信号，将所参照的RAM48中的数据更新为最佳值，所以即使副放大部5的特性随着温度变化等而变化，也能恒常进行最佳控制，能获得能实现效率高的高频放大器的效果。另外，由于远距离发送或远距离接收RAM48中的数据，所以还能获得从远距离监视和控制高频放大器的效果。
另外，与实施形态6一样，控制电路44还能调整副放大部5的偏压条件，能利用副放大部5作为第四振幅相位调整装置。
另外，在图22中，虽然示出了在基带处理电路38中将主放大部4、副放大部5的路径分开的结构，但也可以构成在频率变换电路39以后进行分配的结构。
实施形态14说明将实施形态1～13所示的高频放大器应用于前馈放大器中的情况。
图25是表示本发明的实施形态14的前馈放大器的结构图。与图5相同或相当的结构，标以相同的符号。
在图25中，52是前馈放大器的输入端子，53是对输入到输入端子52中的高频信号进行分配的分配部，54是放大分配部53分配的一个高频信号的前馈放大器的主放大部，呈实施形态1的高频放大器的结构。55是将延迟时间供给分配部53分配的另一个高频信号的延迟电路，56是将来自主放大部54的高频信号和来自延迟电路55的高频信号合成后分配成两个的合成分配部。57是前馈放大器的失真抽出回路，由分配部53、主放大部54、延迟电路55、合成分配部56构成。
58是将延迟时间供给合成分配部56分配的一个高频信号的延迟电路，59是放大合成分配部56分配的另一个高频信号的辅助放大部，60是对延迟电路58的输出和辅助放大部59的输出进行合成的合成部，61是输出合成部60合成的高频信号的前馈放大器的输出端子。62是前馈放大器的失真消除回路，由延迟电路58、辅助放大部59、合成部60构成。
合成分配部56的一个输出端输出由失真抽出回路57抽出的失真分量，在辅助放大部59中放大后，被输入合成部60中。合成分配部56的另一个输出信号通过了延迟电路58后，在合成部60中与辅助放大部59的输出信号进行合成。这时通过了延迟电路58的失真分量和在辅助放大部59中放大了的失真分量两者的振幅相同、相位相反，进行主放大部54的失真补偿。
移动体通信基站用放大器等在需要低失真地放大峰值功率比大的信号的情况下，使用前馈放大器。因此设置在前馈放大器中的主放大部54多半在例如补偿10dB以上的工作状态下使用。通过将实施形态1的高频放大器用于主放大部54中，能实现构成效率高、失真小的前馈放大器的效果。
一般说来，为了降低放大器的失真，进行失真补偿是有效的，但不能提高放大器的饱和功率的值。因此，在现有的技术中所述的调制波的包络线的峰值不可能补偿由于放大器的饱和而进行切取所发生的失真。
另一方面，在本发明的实施形态1的高频放大器中，能构成即使在补偿大的状态下效率也高的高频放大器，从另一个观点来说，能实现不降低效率而提高饱和功率的高频放大器。因此，将实施形态1的高频放大器作为前馈放大器的主放大部54使用非常有效。因此，能获得能构成效率高、失真更小的前馈放大器的效果。
在图25中，作为前馈放大器的主放大部54虽然使用了实施形态1的高频放大器，但不受此限，也可以使用实施形态2～13中的高频放大器。
实施形态15图26是表示本发明的实施形态15的高频放大器的结构图。与图5相同或相当的结构，标以相同的符号。
在图26中，63是失真补偿放大器的输入端子，64是前置失真线性补偿电路(失真线性补偿电路)，65是用实施形态1的高频放大器构成的放大部，66是失真补偿放大器的输出端子。
设置在输入端子63和放大部65之间的前置失真线性补偿电路64是具有与放大部65的失真特性相反的非线性的线性补偿电路。
从输入端子63输入的高频信号由前置失真线性补偿电路64供给相反的非线性后，由放大部65供给失真特性，从输出端子66输出。由于前置失真线性补偿电路64的非线性和放大部65的失真特性互相抵消，所以在输出端子66上能获得线性的高频信号。
由于与实施形态14同样的理由，通过将前置失真线性补偿电路64与实施形态1～13中的高频放大器组合，能实现效率高、失真小的失真补偿放大器。
也可以将具有与放大部65的失真特性相反的非线性的主失真线性补偿电路(失真线性补偿电路)设置在放大部65和输出端子66之间，代替前置失真线性补偿电路64。
实施形态16在该实施形态16中，说明为了确认本发明的高频放大器的工作效果而进行的测定及其结果。
图27是表示本发明的实施形态16的高频放大器的结构图。设想实施形态1，图27中的高频放大器是为了呈现本发明的工作·效果而特别试制的。
在图27中，1ex是输入高频信号的输入端子，71ex是为了测定输入功率而取出输入给输入端子1的高频信号的功率的一部分的耦合器，72ex是测定由耦合器71ex取出的高频信号的功率的功率计，3ex是将来自输入端子1ex的高频信号分配成两个的分配部，相当于实施形态1中所示的分配部3。
4ex是主放大部，相当于实施形态1中所示的主放大部4(图5、图6)。在主放大部4ex中，73ex是构成主放大部4ex的驱动器一级的驱动放大器，7ex是最后一级的FET的输入调整电路，8ex是构成主放大部4ex的最后一级的FET，9ex是输出调整电路。
输出调整电路9ex由手动可变调谐器构成，为了测定能手动变更FET8ex的负载阻抗。
5ex是副放大部，相当于实施形态1中所示的副放大部5(图5、图6)。在副放大部5ex中，74ex是构成副放大部5ex的驱动器一级的驱动放大器，10ex是最后一级的FET的输入调整电路，11ex是构成副放大部5ex的最后一级的FET，12ex是输出调整电路。
6ex是将副放大部5ex的输出注入主放大部4ex的输出侧的循环器，相当于实施形态1中所示的循环器6(图5、图6)。
另外，16ex、17ex分别是设置在分配部3ex和副放大部4ex之间的可变衰减部、可变移相部，分别相当于实施形态4(图9)中所示的可变衰减部16、可变移相部17，分别用来调整副放大部5ex路径一侧的振幅、相位。75ex是功率计，测定从循环器6ex输出的高频信号的功率。
主放大部4ex的最后一级的FET8ex是三菱电机制MGFS36V，副放大部5ex的最后一级的FET11ex是三菱电机制MGFS32V，都是微波带用的一般的GaAsFET。
另外，主放大部4ex、副放大部5ex的驱动放大器73ex、74ex采用三菱电机制GaAsMMIC3级放大器MGF7122A。该MMIC也是微波带放大器用的一般的MMIC。
另外，作为手动可变调谐器的输出调整电路9ex、循环器6ex是一般作为微波电路用的市售的循环器，能从MAURYマイクロウエイブ公司或TRAKマイクロウエイブ公司等购买。
主放大部4ex的最后一级的FET8ex被偏压成AB级(无信号时的电流为280mA)。另一方面，副放大部5ex的最后一级的FET11ex被偏压成C级(无信号时的电流为0mA)。在频率为1.9Ghz时进行了以下的测定。
首先，不使副放大部5ex工作，只使主放大部4ex工作，进行了图27中的高频放大器的饱和功率及效率的测定。就是说，是用现有的技术进行的确认高频放大器的课题用的测定，分别进行了将主放大部4ex的输出调整电路9ex固定在饱和功率增大的负载阻抗条件A(以下简称负载条件A)的情况下、以及固定在小信号时效率变好的负载阻抗条件B(以下简称负载条件B)的情况下的测定。
图28是该测定的结果。横轴表示输出功率，单位为dB，是将这时的增益(左侧纵轴，输出功率-输入功率，单位为dB)及效率(右侧纵轴，单位为％)曲线化了的图。
从图28可知，在饱和功率大的负载条件A时，饱和功率(在图28中用增益急剧下降的输出功率表示)获得了37.2dBm。在该负载条件A时，输出功率小时，例如输出功率为30dBm(补偿7.2dB)时的效率为25％。
另一方面，在小信号时效率好的负载条件B的情况下，输出功率为30dBm时效率为32％，但饱和功率下降到35.5dBm。即，如果饱和功率为大的负载条件A，则小功率时效率下降，如果小功率时为效率好的负载条件B，则能获得表示饱和功率不足的现有的技术课题的结果。
其次，将输出调整电路9ex的负载阻抗条件固定在小功率时效率好的负载条件B，使被偏压到C级的副放大部5ex工作，进行了测定。这时才能相当于发明的高频放大器。将这时的测定结果示于图29中。与图28相同，横轴是输出功率，将增益(左侧纵轴)和效率(右侧纵轴)画成曲线。一并记载了不使副放大部5ex工作时的现有的特性。
输出功率在30dBm以下时，副放大部5ex呈截止状态，不发生输出功率。因此不使副放大部5ex工作的现有的情况和使副放大部5ex工作的本发明的情况呈现出同样的特性。
而且，如实施形态1中所述，输出功率超过30dBm后，副放大部5ex呈导通状态，在输出端出现功率，经由循环器6ex被注入主放大部4ex的输出侧。由于该注入功率的作用，视在功率变化，饱和功率增加。
这时的饱和功率为37.5dBm，图28中所示的饱和功率一旦呈最大的负载条件A时，能获得大致相等的饱和功率。另外，图29所示的效率是包括副放大部5ex的功耗的值。
因此，确认了下述效果在实现与使饱和功率增大的负载条件(图28A)相等的饱和功率37.5dBm、而且补偿工作时、例如在输出功率为30dBm的工作中，能将效率从25％提高到32％。
通过以上的测定，明确了本发明的这样的优异效果利用使用了被偏压到C级的副放大部5ex和输出侧的循环器6ex的本发明的结构，能增大饱和功率、而且能提高小功率时即补偿工作时的效率。
以上，作为本发明的目的，说明了目的在于用大功率放大峰值功率比大的高次谐波、即使在补偿大的状态下，也能构成高效率的高频放大器。可是，由于本发明的高频放大器的结构决定的负载阻抗的切换时间非常短，所以不言而喻，能适应以往(切换设置在调整电路中的开关的方法)的主要目的、即切换高频放大器的高输出模式和低输出模式、在任何情况下都能实现高效率工作的目的。
以往难以构成能在高频放大器的输出电路中使用的具有大致足够的耐压特性、损失小的开关和可变元件，结果存在效率的改善效果小的问题，但本发明中使用的循环器和90度混合电路一般具有足够的耐压特性、而且损失小，所以结果能构成工作稳定、效率好的高频放大器。
工业上利用的可能性如上所述，本发明的高频放大器、前馈放大器及失真补偿放大器即使在大的补偿工作状态下，也适合于实现高效率的高频放大系统。
权利要求
1.一种高频放大器，其特征在于只在输入的高频信号的瞬时功率大的情况下，将上述高频信号分别分配给进行放大工作的副放大装置及恒常对上述高频信号进行放大工作的主放大装置，将上述副放大装置放大的上述高频信号注入上述主放大装置的输出侧，输出上述主放大装置放大的上述高频信号。
2.一种高频放大器，其特征在于备有分配从输入端子输入的高频信号的第一分配装置；恒常放大上述第一分配装置分配的一种上述高频信号的主放大装置；只在上述高频信号的瞬时功率大的情况下，放大上述第一分配装置分配的另一种高频信号的副放大装置；以及将上述副放大装置放大的上述高频信号注入上述主放大装置的输出侧，同时从输出端子输出上述主放大装置放大的上述高频信号的循环器。
3.一种高频放大器，其特征在于备有分配从输入端子输入的高频信号的第一分配装置；使上述第一分配装置分配的一种上述高频信号附带90度的相位差后进行分配的第二分配装置；恒常分别放大上述第二分配装置分配的上述高频信号的第一主放大装置及第二主放大装置；只在上述高频信号的瞬时功率大的情况下，放大上述第一分配装置分配的另一种上述高频信号的副放大装置；以及将上述副放大装置放大的上述高频信号分别注入上述第一主放大装置的输出侧及上述第二主放大装置的输出侧，同时将上述第一主放大装置及上述第二主放大装置分别放大了的上述高频信号合成后，从输出端子输出的第一90度混合电路。
4.根据权利要求2所述的高频放大器，其特征在于备有调整通过副放大装置的高频信号的振幅及相位的第一振幅相位调整装置。
5.根据权利要求3所述的高频放大器，其特征在于备有调整通过副放大装置的高频信号的振幅及相位的第一振幅相位调整装置。
6.根据权利要求2所述的高频放大器，其特征在于备有将延迟时间供给通过主放大装置的高频信号或通过副放大装置的高频信号的延迟装置。
7.根据权利要求3所述的高频放大器，其特征在于备有将延迟时间供给通过主放大装置的高频信号或通过副放大装置的高频信号的延迟装置。
8.根据权利要求2所述的高频放大器，其特征在于备有使通过主放大装置的高频信号或通过副放大装置的高频信号的频率特性变化的频率均衡器。
9.根据权利要求3所述的高频放大器，其特征在于备有使通过主放大装置的高频信号或通过副放大装置的高频信号的频率特性变化的频率均衡器。
10.根据权利要求2所述的高频放大器，其特征在于备有对应于输入副放大装置的高频信号的瞬时功率变化，调整从上述副放大装置输出的上述高频信号的瞬时功率变化及通过相位特性的AM-AM/PM调整装置，
11.根据权利要求3所述的高频放大器，其特征在于备有对应于输入副放大装置的高频信号的瞬时功率变化，调整从上述副放大装置输出的上述高频信号的瞬时功率变化及通过相位特性的AM-AM/PM调整装置，
12.根据权利要求10所述的高频放大器，其特征在于AM-AM/PM调整装置备有串联连接在AM-AM/PM调整装置输入端子和AM-AM/PM调整装置输出端子之间的两个电容器；将上述两个电容器之间和地连接起来的二极管；以及通过偏压用电阻连接上述两个电容器之间的直流偏压电源。
13.根据权利要求11所述的高频放大器，其特征在于AM-AM/PM调整装置备有串联连接在AM-AM/PM调整装置输入端子和AM-AM/PM调整装置输出端子之间的两个电容器；将上述两个电容器之间和地连接起来的二极管；以及通过偏压用电阻连接上述两个电容器之间的直流偏压电源。
14.根据权利要求10所述的高频放大器，其特征在于AM-AM/PM调整装置备有分配高频信号的一部分的第三分配装置；检测上述第三分配装置分配的高频信号的振幅的第一振幅检测装置；调整通过了上述第三分配装置的上述高频信号的振幅及相位的第二振幅相位调整装置；以及参照上述第一振幅检测装置检测的上述高频信号的振幅，控制上述第二振幅相位调整装置的控制装置。
15.根据权利要求11所述的高频放大器，其特征在于AM-AM/PM调整装置备有分配高频信号的一部分的第三分配装置；检测上述第三分配装置分配的上述高频信号的振幅的第一振幅检测装置；调整通过了上述第三分配装置的上述高频信号的振幅及相位的第二振幅相位调整装置；以及参照上述第一振幅检测装置检测的高频信号的振幅，控制上述第二振幅相位调整装置的控制装置。
16.根据权利要求2所述的高频放大器，其特征在于备有分离副放大装置放大的高频信号的基波分量和高次谐波分量的分离装置；调整上述分离装置分离的上述高次谐波分量的振幅及相位的第三振幅相位调整装置；以及设置在上述分离装置和循环器之间或上述分离装置和第一90度混合电路之间、对上述分离装置分离的上述基波分量和上述第三振幅相位调整装置调整的上述高次谐波分量进行合成的合成装置。
17.根据权利要求3所述的高频放大器，其特征在于备有分离副放大装置放大的高频信号的基波分量和高次谐波分量的分离装置；调整上述分离装置分离的上述高次谐波分量的振幅及相位的第三振幅相位调整装置；以及设置在上述分离装置和循环器之间或上述分离装置和第一90度混合电路之间、对上述分离装置分离的上述基波分量和上述第三振幅相位调整装置调整的上述高次谐波分量进行合成的合成装置。
18.根据权利要求2所述的高频放大器，其特征在于备有分离副放大装置放大的高频信号的基波分量和高次谐波分量的分离装置；调整上述分离装置分离的上述高次谐波分量的振幅及相位的第三振幅相位调整装置；以及设置在循环器和上述副放大装置之间、对上述分离装置分离的上述基波分量和上述第三振幅相位调整装置调整的上述高次谐波分量进行合成的合成装置。
19.根据权利要求3所述的高频放大器，其特征在于备有分离副放大装置放大的高频信号的基波分量和高次谐波分量、将基波分量输出给第一90度混合电路的分离装置；调整上述分离装置分离的上述高次谐波分量的振幅及相位的第三振幅相位调整装置；将上述第三振幅相位调整装置调整的上述高次谐波分量分配成两个的第二90度混合电路；设置在上述第一90度混合电路和第一主放大装置之间、对来自上述第二90度混合电路的一种上述高次谐波分量和通过了上述第一90度混合电路的上述基波分量进行合成的第一合成装置；以及设置在上述第一90度混合电路和上述第二主放大装置之间、对来自上述第二90度混合电路的另一种上述高次谐波分量和通过了上述第一90度混合电路的上述基波分量进行合成的第二合成装置。
20.根据权利要求2所述的高频放大器，其特征在于备有设置在循环器和输出端子之间或第一90度混合电路和输出端子之间、使来自循环器或上述第一90度混合电路的高频信号通过输出端子的隔离器。
21.根据权利要求3所述的高频放大器，其特征在于备有设置在循环器和输出端子之间或第一90度混合电路和输出端子之间、使来自循环器或上述第一90度混合电路的高频信号通过输出端子的隔离器。
22.根据权利要求2所述的高频放大器，其特征在于备有设置在副放大装置和循环器之间、使上述副放大装置放大了的高频信号通过上述循环器的隔离器。
23.根据权利要求3所述的高频放大器，其特征在于备有设置在副放大装置和第一90度混合电路之间、使上述副放大装置放大了的高频信号通过上述第一90度混合电路的隔离器。
24.根据权利要求2所述的高频放大器，其特征在于备有处理从输入端子输入的基带信号的基带处理装置；以及将上述基带处理装置处理的上述基带信号变换成分别输入主放大装置及副放大装置的高频信号的第一频率变换装置。
25.根据权利要求3所述的高频放大器，其特征在于备有处理从输入端子输入的基带信号的基带处理装置；以及将上述基带处理装置处理的上述基带信号变换成分别输入主放大装置及副放大装置的高频信号的第一频率变换装置。
26.根据权利要求24所述的高频放大器，其特征在于基带处理装置备有将从输入端子输入的基带信号分配成两个的第四分配装置；检测上述第四分配装置分配的一种上述基带信号的振幅的第二振幅检测装置；调整来自上述第二振幅检测装置的上述基带信号的振幅的第四振幅相位调整装置；以及参照上述第二振幅检测装置检测的上述基带信号的振幅和预先准备的数据，控制上述第四振幅相位调整装置的控制装置。
27.根据权利要求25所述的高频放大器，其特征在于基带处理装置备有将从输入端子输入的基带信号分配成两个的第四分配装置；检测上述第四分配装置分配的一种上述基带信号的振幅的第二振幅检测装置；调整来自上述第二振幅检测装置的上述基带信号的振幅的第四振幅相位调整装置；以及参照上述第二振幅检测装置检测的上述基带信号的振幅和预先准备的数据，控制上述第四振幅相位调整装置的控制装置。
28.根据权利要求26所述的高频放大器，其特征在于备有分配副放大装置输出的高频信号的第五分配装置；以及将上述第五分配装置分配的信号变换成基带信号的第二频率变换装置，控制装置参照上述第二频率变换装置变换的上述基带信号，更新预先准备的数据。
29.根据权利要求26所述的高频放大器，其特征在于备有分配副放大装置输出的高频信号的第五分配装置；以及将上述第五分配装置分配的信号变换成基带信号的第二频率变换装置，控制装置参照上述第二频率变换装置变换的上述基带信号，更新预先准备的数据。
30.一种前馈放大器，备有抽出从输入端子输入的高频信号的失真的失真抽出回路、以及用上述失真抽出回路抽出的失真修正高频信号的失真的失真消除回路，该前馈放大器的特征在于在失真抽出回路中备有权利要求1所述的高频放大器。
31.一种前馈放大器，备有抽出从输入端子输入的高频信号的失真的失真抽出回路、以及用上述失真抽出回路抽出的失真修正高频信号的失真的失真消除回路，该前馈放大器的特征在于在失真抽出回路中备有权利要求2所述的高频放大器。
32.一种前馈放大器，备有抽出从输入端子输入的高频信号的失真的失真抽出回路、以及用上述失真抽出回路抽出的失真修正高频信号的失真的失真消除回路，该前馈放大器的特征在于在失真抽出回路中备有权利要求3所述的高频放大器。
33.一种前馈放大器，备有抽出从输入端子输入的高频信号的失真的失真抽出回路、以及用上述失真抽出回路抽出的失真修正高频信号的失真的失真消除回路，该前馈放大器的特征在于在失真抽出回路中备有权利要求4所述的高频放大器。
34.一种前馈放大器，备有抽出从输入端子输入的高频信号的失真的失真抽出回路、以及用上述失真抽出回路抽出的失真修正高频信号的失真的失真消除回路，该前馈放大器的特征在于在失真抽出回路中备有权利要求5所述的高频放大器。
35.一种前馈放大器，备有抽出从输入端子输入的高频信号的失真的失真抽出回路、以及用上述失真抽出回路抽出的失真修正高频信号的失真的失真消除回路，该前馈放大器的特征在于在失真抽出回路中备有权利要求6所述的高频放大器。
36.一种前馈放大器，备有抽出从输入端子输入的高频信号的失真的失真抽出回路、以及用上述失真抽出回路抽出的失真修正高频信号的失真的失真消除回路，该前馈放大器的特征在于在失真抽出回路中备有权利要求7所述的高频放大器。
37.一种前馈放大器，备有抽出从输入端子输入的高频信号的失真的失真抽出回路、以及用上述失真抽出回路抽出的失真修正高频信号的失真的失真消除回路，该前馈放大器的特征在于在失真抽出回路中备有权利要求8所述的高频放大器。
38.一种前馈放大器，备有抽出从输入端子输入的高频信号的失真的失真抽出回路、以及用上述失真抽出回路抽出的失真修正高频信号的失真的失真消除回路，该前馈放大器的特征在于在失真抽出回路中备有权利要求9所述的高频放大器。
39.一种前馈放大器，备有抽出从输入端子输入的高频信号的失真的失真抽出回路、以及用上述失真抽出回路抽出的失真修正高频信号的失真的失真消除回路，该前馈放大器的特征在于在失真抽出回路中备有权利要求10所述的高频放大器。
40.一种前馈放大器，备有抽出从输入端子输入的高频信号的失真的失真抽出回路、以及用上述失真抽出回路抽出的失真修正高频信号的失真的失真消除回路，该前馈放大器的特征在于在失真抽出回路中备有权利要求11所述的高频放大器。
41.一种前馈放大器，备有抽出从输入端子输入的高频信号的失真的失真抽出回路、以及用上述失真抽出回路抽出的失真修正高频信号的失真的失真消除回路，该前馈放大器的特征在于在失真抽出回路中备有权利要求12所述的高频放大器。
42.一种前馈放大器，备有抽出从输入端子输入的高频信号的失真的失真抽出回路、以及用上述失真抽出回路抽出的失真修正高频信号的失真的失真消除回路，该前馈放大器的特征在于在失真抽出回路中备有权利要求13所述的高频放大器。
43.一种前馈放大器，备有抽出从输入端子输入的高频信号的失真的失真抽出回路、以及用上述失真抽出回路抽出的失真修正高频信号的失真的失真消除回路，该前馈放大器的特征在于在失真抽出回路中备有权利要求14所述的高频放大器。
44.一种前馈放大器，备有抽出从输入端子输入的高频信号的失真的失真抽出回路、以及用上述失真抽出回路抽出的失真修正高频信号的失真的失真消除回路，该前馈放大器的特征在于在失真抽出回路中备有权利要求15所述的高频放大器。
45.一种前馈放大器，备有抽出从输入端子输入的高频信号的失真的失真抽出回路、以及用上述失真抽出回路抽出的失真修正高频信号的失真的失真消除回路，该前馈放大器的特征在于在失真抽出回路中备有权利要求16所述的高频放大器。
46.一种前馈放大器，备有抽出从输入端子输入的高频信号的失真的失真抽出回路、以及用上述失真抽出回路抽出的失真修正高频信号的失真的失真消除回路，该前馈放大器的特征在于在失真抽出回路中备有权利要求17所述的高频放大器。
47.一种前馈放大器，备有抽出从输入端子输入的高频信号的失真的失真抽出回路、以及用上述失真抽出回路抽出的失真修正高频信号的失真的失真消除回路，该前馈放大器的特征在于在失真抽出回路中备有权利要求18所述的高频放大器。
48.一种前馈放大器，备有抽出从输入端子输入的高频信号的失真的失真抽出回路、以及用上述失真抽出回路抽出的失真修正高频信号的失真的失真消除回路，该前馈放大器的特征在于在失真抽出回路中备有权利要求19所述的高频放大器。
49.一种前馈放大器，备有抽出从输入端子输入的高频信号的失真的失真抽出回路、以及用上述失真抽出回路抽出的失真修正高频信号的失真的失真消除回路，该前馈放大器的特征在于在失真抽出回路中备有权利要求20所述的高频放大器。
50.一种前馈放大器，备有抽出从输入端子输入的高频信号的失真的失真抽出回路、以及用上述失真抽出回路抽出的失真修正高频信号的失真的失真消除回路，该前馈放大器的特征在于在失真抽出回路中备有权利要求21所述的高频放大器。
51.一种前馈放大器，备有抽出从输入端子输入的高频信号的失真的失真抽出回路、以及用上述失真抽出回路抽出的失真修正高频信号的失真的失真消除回路，该前馈放大器的特征在于在失真抽出回路中备有权利要求22所述的高频放大器。
52.一种前馈放大器，备有抽出从输入端子输入的高频信号的失真的失真抽出回路、以及用上述失真抽出回路抽出的失真修正高频信号的失真的失真消除回路，该前馈放大器的特征在于在失真抽出回路中备有权利要求23所述的高频放大器。
53.一种前馈放大器，备有抽出从输入端子输入的高频信号的失真的失真抽出回路、以及用上述失真抽出回路抽出的失真修正高频信号的失真的失真消除回路，该前馈放大器的特征在于在失真抽出回路中备有权利要求24所述的高频放大器。
54.一种前馈放大器，备有抽出从输入端子输入的高频信号的失真的失真抽出回路、以及用上述失真抽出回路抽出的失真修正高频信号的失真的失真消除回路，该前馈放大器的特征在于在失真抽出回路中备有权利要求25所述的高频放大器。
55.一种前馈放大器，备有抽出从输入端子输入的高频信号的失真的失真抽出回路、以及用上述失真抽出回路抽出的失真修正高频信号的失真的失真消除回路，该前馈放大器的特征在于在失真抽出回路中备有权利要求26所述的高频放大器。
56.一种前馈放大器，备有抽出从输入端子输入的高频信号的失真的失真抽出回路、以及用上述失真抽出回路抽出的失真修正高频信号的失真的失真消除回路，该前馈放大器的特征在于在失真抽出回路中备有权利要求27所述的高频放大器。
57.一种前馈放大器，备有抽出从输入端子输入的高频信号的失真的失真抽出回路、以及用上述失真抽出回路抽出的失真修正高频信号的失真的失真消除回路，该前馈放大器的特征在于在失真抽出回路中备有权利要求28所述的高频放大器。
58.一种前馈放大器，备有抽出从输入端子输入的高频信号的失真的失真抽出回路、以及用上述失真抽出回路抽出的失真修正高频信号的失真的失真消除回路，该前馈放大器的特征在于在失真抽出回路中备有权利要求29所述的高频放大器。
59.一种失真补偿放大器，其特征在于备有权利要求1所述的高频放大器；以及补偿上述高频放大器向高频信号供给的失真特性的失真线性补偿电路。
60.一种失真补偿放大器，其特征在于备有权利要求2所述的高频放大器；以及补偿上述高频放大器向高频信号供给的失真特性的失真线性补偿电路。
61.一种失真补偿放大器，其特征在于备有权利要求3所述的高频放大器；以及补偿上述高频放大器向高频信号供给的失真特性的失真线性补偿电路。
62.一种失真补偿放大器，其特征在于备有权利要求4所述的高频放大器；以及补偿上述高频放大器向高频信号供给的失真特性的失真线性补偿电路。
63.一种失真补偿放大器，其特征在于备有权利要求5所述的高频放大器；以及补偿上述高频放大器向高频信号供给的失真特性的失真线性补偿电路。
64.一种失真补偿放大器，其特征在于备有权利要求6所述的高频放大器；以及补偿上述高频放大器向高频信号供给的失真特性的失真线性补偿电路。
65.一种失真补偿放大器，其特征在于备有权利要求7所述的高频放大器；以及补偿上述高频放大器向高频信号供给的失真特性的失真线性补偿电路。
66.一种失真补偿放大器，其特征在于备有权利要求8所述的高频放大器；以及补偿上述高频放大器向高频信号供给的失真特性的失真线性补偿电路。
67.一种失真补偿放大器，其特征在于备有权利要求9所述的高频放大器；以及补偿上述高频放大器向高频信号供给的失真特性的失真线性补偿电路。
68.一种失真补偿放大器，其特征在于备有权利要求10所述的高频放大器；以及补偿上述高频放大器向高频信号供给的失真特性的失真线性补偿电路。
69.一种失真补偿放大器，其特征在于备有权利要求11所述的高频放大器；以及补偿上述高频放大器向高频信号供给的失真特性的失真线性补偿电路。
70.一种失真补偿放大器，其特征在于备有权利要求12所述的高频放大器；以及补偿上述高频放大器向高频信号供给的失真特性的失真线性补偿电路。
71.一种失真补偿放大器，其特征在于备有权利要求13所述的高频放大器；以及补偿上述高频放大器向高频信号供给的失真特性的失真线性补偿电路。
72.一种失真补偿放大器，其特征在于备有权利要求14所述的高频放大器；以及补偿上述高频放大器向高频信号供给的失真特性的失真线性补偿电路。
73.一种失真补偿放大器，其特征在于备有权利要求15所述的高频放大器；以及补偿上述高频放大器向高频信号供给的失真特性的失真线性补偿电路。
74.一种失真补偿放大器，其特征在于备有权利要求16所述的高频放大器；以及补偿上述高频放大器向高频信号供给的失真特性的失真线性补偿电路。
75.一种失真补偿放大器，其特征在于备有权利要求17所述的高频放大器；以及补偿上述高频放大器向高频信号供给的失真特性的失真线性补偿电路。
76.一种失真补偿放大器，其特征在于备有权利要求18所述的高频放大器；以及补偿上述高频放大器向高频信号供给的失真特性的失真线性补偿电路。
77.一种失真补偿放大器，其特征在于备有权利要求19所述的高频放大器；以及补偿上述高频放大器向高频信号供给的失真特性的失真线性补偿电路。
78.一种失真补偿放大器，其特征在于备有权利要求20所述的高频放大器；以及补偿上述高频放大器向高频信号供给的失真特性的失真线性补偿电路。
79.一种失真补偿放大器，其特征在于备有权利要求21所述的高频放大器；以及补偿上述高频放大器向高频信号供给的失真特性的失真线性补偿电路。
80.一种失真补偿放大器，其特征在于备有权利要求22所述的高频放大器；以及补偿上述高频放大器向高频信号供给的失真特性的失真线性补偿电路。
81.一种失真补偿放大器，其特征在于备有权利要求23所述的高频放大器；以及补偿上述高频放大器向高频信号供给的失真特性的失真线性补偿电路。
82.一种失真补偿放大器，其特征在于备有权利要求24所述的高频放大器；以及补偿上述高频放大器向高频信号供给的失真特性的失真线性补偿电路。
83.一种失真补偿放大器，其特征在于备有权利要求25所述的高频放大器；以及补偿上述高频放大器向高频信号供给的失真特性的失真线性补偿电路。
84.一种失真补偿放大器，其特征在于备有权利要求26所述的高频放大器；以及补偿上述高频放大器向高频信号供给的失真特性的失真线性补偿电路。
85.一种失真补偿放大器，其特征在于备有权利要求27所述的高频放大器；以及补偿上述高频放大器向高频信号供给的失真特性的失真线性补偿电路。
86.一种失真补偿放大器，其特征在于备有权利要求28所述的高频放大器；以及补偿上述高频放大器向高频信号供给的失真特性的失真线性补偿电路。
87.一种失真补偿放大器，其特征在于备有权利要求29所述的高频放大器；以及补偿上述高频放大器向高频信号供给的失真特性的失真线性补偿电路。
全文摘要
一种高频放大器,备有:将从输入端子输入的高频信号分配成两个的分配部3;与分配部3的一个输出侧连接、放大来自分配部3的高频信号的主放大部4;与分配部3的另一个输出侧连接、在高频信号的瞬时功率小的情况下不工作,在高频信号的瞬时功率大的情况下,放大来自分配部3的高频信号的副放大部5;以及将副放大部5放大了的高频信号注入主放大部4的输出侧、同时将主放大部4放大了的高频信号注入输出端子2的循环器6。
文档编号H03F1/56GK1389016SQ01802680
公开日2003年1月1日 申请日期2001年8月30日 优先权日2000年9月5日
发明者中山正敏, 堀口健一, 池田幸夫, 功刀贤, 酒井雄二 申请人:三菱电机株式会社