专利名称：一种脉冲调制控制器的制作方法
技术领域：
本实用新型涉及开关电源，尤其涉及一种脉冲调制控制器。
背景技术：
通常，使用脉冲宽度调制(P丽)控制器或脉冲频率调制(PFM)控制器对开关电源 中的变换器进行控制，所述P丽控制器以集成电路(IC)的形式实现。 一般的，IC正常工作 是需要一定的偏置与工作电流的。 图1是一种典型的反激开关电源结构图，如图1所示，该反激开关电源中包括电 磁干扰(EMI)滤波器100、整流器110、反激式变换器120、P丽控制器130、副边反馈控制单 元140、光耦150等，其中，反激式变换器120的副边电压Vo通过副边反馈控制单元140以 及光耦150处理后，光耦150将副边反馈负载信息信号输入P丽控制器的FB端，反激式变换 器120原边绕组的同名端通过第二电阻R2与P丽控制器130的VCC端相连，所述VCC端还 通过电容Cl接地；P丽控制器的CS端输入原边电流检测电阻121的电压VCS ;P丽控制器 的OUT端输出的控制信号控制开关管122的打开与关断。P丽控制器中，VCC端连接UVLO、 低压差线性稳压器(LDO)、直流偏置(DC BIAS)以及保护功能线路的输出端，UVLO、低压差 线性稳压器(LDO)、直流偏置(DC BIAS)以及保护功能线路等的输入端通过第一电阻R1连 接FB端；FB端还连接第一比较器的同相输入端，第一比较器的反相输入端通过LEB连接CS 端；第一比较器的输出端连接驱动器(Driver)的第一输入端，内部振荡器(OSC)的输出端 连接驱动器的第二输入端；驱动器的输出端连接所述OUT端。 通常情况下，对于例如图1所示的普通P丽控制的变换器重载切换到轻载时，因为 开关电源系统调整延时会造成输出有过冲，并且变换器的初始负载越重，过冲越高，输出过 冲会造成副边反馈控制单元的电压控制环饱和，P丽控制器130中FB端的电压为低，从而 导致P丽控制器的OUT端没有控制信号输出，此时，变换器的副边输出电压Vo和P丽控制 器VCC端的供电电压都开始下降。当变换器的副边输出电压掉到参考值之下，电压控制环 开始动作，但是为了得到大的稳定相位裕度，电压闭环参数数值一般都较大，从而使电压控
制环的充电过慢，导致FB端的低电平会维持相当长的时间，这样变换器长时间不给P丽控 制器130充电，可能会使P丽控制器130VCC端的电压掉至UVLO之下，造成P丽控制器所属 IC重启，并且会一直重复启动。其中，VCC端电压、反激式变换器的副边输出电压Vo以及驱 动器136输出的控制信号、以及FB端电压的波形关系如图2所示。 通过以上分析，现有技术中，当变换器做动态测试(如重载向轻载切换)时，由于 开关电源系统调整需要一定时间，这将会造成开关电源中的电压控制环饱和，使P丽控制 器的OUT端在相当长的时间内没有控制信号输出，从而导致P丽控制器的VCC端电压下降； 且，为了保证P丽控制器的启动时间，电容Cl的值不能太大，从而可能导致P丽控制器的 VCC端的电压下降过快，而掉至UVLO之下，造成P丽控制器所属IC的重新启动。
实用新型内容有鉴于此，本实用新型要解决的技术问题是，提供一种P丽控制器，能够防止变换
器动态测试中P丽控制器所属IC的重复启动。 为此，本实用新型实施例采用如下技术方案 本实用新型实施例提供一种脉冲调制控制器，所述脉冲调制控制器为P丽控制器 或PFM控制器，该控制器包括 比较器的第一输入端输入负载相关信号；比较器的第二输入端输入预置的基准电 压；比较器的输出端输出控制信号。 所述比较器的输出端连接驱动器的第一输入端；和/或 所述比较器的输出端控制第一开关的打开与关断；所述第一开关分别连接控制器 的HV端以及VCC端，所述HV端连接变换器的原边绕组；和/或， 所述比较器的输出端控制第二开关的打开与关断；所述第二开关一端通过第一电 阻连接控制器的FB端，另一端连接UVL0和/或DC BIAS和/或LD0和/或保护功能线路 的EN输入端；或者，所述比较器的输出端直接连接UVL0和/或DC BIAS和/或LD0和/或 保护功能线路的EN输入端。 所述比较器的输出端连接与门的第一输入端，所述与门的第二输入端输入一脉冲
信号，所述与门的输出端输出所述控制信号。 所述与门的输出端连接驱动器的第一输入端；和/或 所述与门的输出端控制第一开关的打开与关断；所述第一开关分别连接控制器的 HV端以及VCC端，所述HV端连接变换器的原边绕组；和/或， 所述与门的输出端控制第二开关的打开与关断；所述第二开关一端通过第一电阻 连接控制器的FB端，另一端连接UVLO和/或DC BIAS和/或LDO和/或保护功能线路的 EN输入端；或者，所述与门的输出端直接连接UVLO和/或DC BIAS和/或LDO和/或保护 功能线路的EN输入端。 所述比较器的第一输入端连接控制器的FB端，输入变换器副边反馈负载信息。 该控制器还包括 输入电压保护单元的输入端输入变换器副边采样电压，输出端连接乘法器的第一 输入端；乘法器的第二输入端通过AVG以及LEB连接控制器的CS端，输入变换器的原边检 测电流；乘法器的输出端连接所述比较器的第一输入端。 所述输入电压保护单元的输入端通过第三电阻连接变换器辅助绕组的异名端，并 通过第四电阻接地。 所述驱动器的输出端连接控制器的OUT端，驱动器输出的信号控制开关管的打开 与关断。 UVLO、DC BIAS、LDO以及保护功能线路未与第一电阻连接的一端连接所述VCC端。 对于上述技术方案的效果分析如下 在脉冲调制控制器中，比较器的第一输入端输入负载相关信号；比较器的第二输 入端输入预置的基准电压；比较器的输出端连接与门的第一输入端；与门的第二输入端输 入脉冲信号，与门的输出端输出控制信号。通过增加上述电路结构，使得在开关电源的动态 状态下，降低了脉冲调制控制器VCC端的电压下降速率，解决了脉冲调制控制器所属IC不
4断重启的问题。
图1为现有技术反激开关电源结构示意图； 图2为现有技术电压波形关系示意图； 图3为本实用新型一种P丽控制器结构示意图； 图4为本实用新型另一种P丽控制器结构示意图； 图5为本实用新型一种P丽控制器结构示例图； 图6为本实用新型另一种P丽控制器结构示例图； 图7为本实用新型第三种P丽控制器结构示例图； 图8为本实用新型第四种P丽控制器结构示例图； 图9为本实用新型电压波形关系示意图。
具体实施方式防止在变换器的动态测试中P丽或PFM控制器所属IC不断重启的方法主要为延 长P丽或PFM控制器的VCC端电压下降到UVLO OFF的时间，此时，有两种方法， 一是增加 VCC对应的电容CI的值，不过这会增加系统成本和P丽或PFM控制器所属IC的启动时间； 第二是降低VCC端电压的下降速率，本实用新型实施例即是通过降低VCC端电压的下降速 率达到防止P丽或PFM控制器所属IC不断重启的目的。 降低VCC端电压的下降速率取决于IC的充电速率与IC的放电速率之间的比例关 系。IC的充电速率取决于充电电流，IC的放电速率主要取决于放电电流，充电电流越大放 电电流越小则VCC端电压下降速率就越小，所以本实用新型的目的就是增加IC的充电电流 和降低IC的放电电流。 但是，为了不增加系统额外的待机损耗，本实用新型一般需要有前提条件，即需要 首先判断开关电源系统是否处于动态状态或是否进入待机模式等。 判断开关电源系统是否在动态/轻载状态有多种方法。在非隔离开关电源系统 中，可以通过对变换器的副边电流采样以进行所述判断。隔离型开关电源系统可以分为副 边控制(SSR)与原边控制(PSR)两种，SSR控制下的隔离型开关电源中，可以直接对变换器 的副边电流采样以进行所述判断，或者，也可以对副边输出电压通过电压控制环和光耦反 馈到P丽或PFM控制器FB端的电压VFB进行采样，通过检测VFB直流值及变化率就可以判断 开关电源是否处于动态或待机模式；而在PSR控制下的隔离型开关电源中，负载的变化情 况也可以通过对V^采样进行所述判断，或者也可以通过频率或占空比等进行判断。另外， VCC端的电压直流值及变化率也可作为辅助判断条件。当然，检测原边输入功率以判断负 载变化是比较好的一种判断系统负载的方法，能够最直接、准确的判断负载的变化，尤其在 PSR控制和准谐振形式SSR控制的隔离型开关电源中，既可以通过检测输入电流又可以通 过检测输入电压完成。 在图1所示的反激式开关电源结构下，常用的输入功率表达式有如下几种，包括 DCM与CCM两种工作模式，从中可以看出，在各个表达式中，变压器设计完成后，判断系统平 均输入功率的影响因素包括输入电压、峰值电流、频率和占空比等。[0039]
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压器原边电感量，Po为副边输出功率，fs为开关频率，Nt为变压器原副边匝比，Vo为副边 输出电压，Io为副边输出平均电流，R^为副边输出负载。 以下，结合附图详细说明本实用新型脉冲调制控制器的实现。所述脉冲控制器可 以为P丽控制器或PFM控制器等。 在以下的具体实施例中，均以P丽控制器为例。P丽控制器130与开关电源中的反 激式变换器120、副边反馈控制单元140、光耦150等的连接可参考图1所示的开关电源或 其他现有技术中的开关电源连接关系，这里不限定。 如图3所示P丽控制器中，通过增加P丽控制器中的电路结构，以解决P丽控制器 所属IC的重复启动问题。所增加的电路结构包括 P丽控制器的FB端与比较器410的同相输入端相连，比较器410的反相输入端输 入预置基准电压V2 ;比较器410的输出端与与门420的第一输入端相连；与门420的第二 输入端输入脉冲电压。 与门420的输出端与驱动器430的输入端相连；和/或， 与门420的输出端输出的信号还控制第一开关440的打开和关断，所述第一开关 440分别连接P丽控制器的HV端以及VCC端；和/或， 与门420的输出端还控制第二开关450的打开与关断，所述第二开关450的第一 端分别连接UVLO、DC BIAS、LD0以及保护功能线路(Protect circuit)等的EN输入端，所 述第二开关450的第二端通过第二电阻R2连接P丽控制器的FB端；或者，与门420的输出 端直接连接UVLO、DC BIAS、LD0以及保护电路等的EN输入端。EN输入端也可以是DISABLE 输入端。 其中，通常与门420的作用是输入一个脉冲信号来共同控制被disable功能工作 时段；在被disable的功能模块不会影响系统正常工作或动态切换等情况下，图中的所述 与门420可以省略，比如高压启动HV控制模块和短路保护模块，此时， 比较器410的输出端与驱动器430的输入端相连；和/或， 比较器410的输出端输出的信号还控制第一开关440的打开和关断，所述第一开关440分别连接P丽控制器的HV端以及VCC端；和/或， 比较器410的输出端还控制第二开关450的打开与关断，所述第二开关450的第 一端分别连接UVL0、DC BIAS、LDO以及保护功能线路(Protectcircuit)等的EN输入端，所 述第二开关450的第二端通过第二电阻R2连接P丽控制器的FB端；或者，比较器410的输 出端直接连接UVLO、 DC BIAS、 LDO以及保护电路等的EN输入端。 其中，P丽控制器的HV端与变换器的原边绕组相连，用于为P丽控制器所属IC提 供启动回路，例如，在图3中与变换器原边绕组的异名端相连。 其中，在不同的使用环境下，与门420的输出端输出的信号可以分别或同时输入 P丽控制器的不同功能模块中，从而达到降低P丽控制器VCC端电压下降速率，进而解决 P丽控制器所属IC不断重启的问题。 另外，比较器410的同相输入端也可以不连接FB端，直接接收变换器的副边反馈 负载信息，而是如图4所示，输入电压保护单元(Vin Detect) 1351的输入端连接P丽控制 器的ZCD端，所述ZCD端通过第三电阻R3连接变换器辅助绕组的异名端，还通过第四电阻 R4接地，所述输入端变换器的副边电压采样，输出端连接乘法器(Multiplier) 1352的第一 输入端；乘法器1352的第二输入端通过AVG1353以及LEB133连接P丽控制器的CS端。在 图4中，与门420的输出端的连接关系图中并未全部示出，该输出端与P丽控制器的其他功 能模块之间的连接关系可以与图3中相同。 另外，对于图3和图4所示的P丽控制器中比较器同相输入端和反相输入端输入 的信号可以互换，这里并不限制。 而且，图3和图4所述的P丽控制器所增加的结构同样可以适用于PFM控制器，这
里不再赘述。 以下，分别举例说明在不同使用环境下，包含图4所示P丽控制器结构的P丽控制 器的实现。
(1)为P丽控制器充电 对于低压启动的P丽控制器所属IC，可适当补充周期性脉冲，如图5所示，比较 器410的同相输入端连接P丽控制器的FB端，反相输入端输入预置的基准电压V2 ;比较器 410的输出端连接与门420的第一输入端；与门420的第二输入端输入脉冲信号；与门420 的输出端连接驱动器430的第一输入端；第一比较器134的同相输入端分压(分压系数为 k)连接P丽控制器的FB端，反相输入端通过LEB133连接P丽控制器的CS端；第一比较器 134的输出端连接驱动器430的第二输入端；驱动器430的第三输入端连接内部振荡器137 的输出端；从而，通过将与门420的输出信号传输给驱动器430，使得在开关电源的电压控 制环饱和时，驱动器430能够通过OUT端为开关管122提供开关脉冲，控制开关管122的打 开与关断，进而使得变换器正常工作，从而，P丽控制器获得的充电电流较大，因此，降低了 P丽控制器VCC端电压的下降速率，从而解决了 P丽控制器所属IC不断重启的问题。 对于高压启动的P丽控制器所属IC，如图6所示，比较器410的输出端通过延时单 元Td后，控制HV端与VCC端之间的第一开关440打开即可，这里省略了与门420。 值得注意的是，在图5和图6所示的电路结构下，P丽控制器所增加电路的动作最 好和传统P丽控制器正常工作区分开，以免无端增加系统待机损耗，例如，可以通过让P丽 控制器所属IC定时周期性发出脉冲和发出打开高压供给回路指令，或则做一定延时，以绕
7开一些P丽控制器的常用状态。
(2)减少P丽控制器的自身损耗 现有的P丽控制器因为功能强大，集成度高，所以一般P丽控制器自身损耗就大， 这不仅增加开关电源的待机损耗，也不利于开关电源中变换器的动态切换。但开关电源系 统进入待机或动态时，有些功能是可以禁止掉的，如图7和图8所示，分别周期性禁止P丽 控制器上的某些保护功能或周期性的减少光耦损耗等，从而达到了降低了P丽控制器VCC 端电压下降速率的目的。 如图7所示，与门420的输出信号可以禁止P丽控制器中UVL0、DCBIAS、LD0、保护 功能线路等功能，上述禁止操作通过与门420的输出端直接连接上述功能电路的EN输入 端，向上述功能电路的EN输入端输入控制信号来实现。通过部分或全部禁止上述功能以减 少P丽控制器的损耗。 如图8所示，与门420的输出信号通过周期性关断第二开关450，从而切断了光耦 的电流回路，减少了 P丽控制器的损耗。 在图7和图8所示的P丽控制器结构下，VCC端电压、变换器的副边电压VO、 P丽 控制器的输出电压Vout以及FB端的电压VFB之间的关系如图9所示，从上述电压之间的关 系可知，开关电源的动态特性得到了明显改善。 以上所述仅是本实用新型的优选实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技 术人员来说，在不脱离本实用新型原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和 润饰也应视为本实用新型的保护范围。
权利要求一种脉冲调制控制器，所述脉冲调制控制器为PWM控制器或PFM控制器，其特征在于，该控制器包括比较器的第一输入端输入负载相关信号；比较器的第二输入端输入预置的基准电压；比较器的输出端输出控制信号。
2. 根据权利要求l所述的控制器，其特征在于，所述比较器的输出端连接驱动器的第一输入端；和/或所述比较器的输出端控制第一开关的打开与关断；所述第一开关分别连接控制器的HV端以及VCC端，所述HV端连接变换器的原边绕组；和/或，所述比较器的输出端控制第二开关的打开与关断；所述第二开关一端通过第一电阻连接控制器的FB端，另一端连接UVL0和/或DC BIAS和/或LDO和/或保护功能线路的EN输入端；或者，所述比较器的输出端直接连接UVLO和/或DC BIAS和/或LDO和/或保护功能线路的EN输入端。
3. 根据权利要求1所述的控制器，其特征在于，所述比较器的输出端连接与门的第一输入端，所述与门的第二输入端输入一脉冲信号，所述与门的输出端输出所述控制信号。
4. 根据权利要求3所述的控制器，其特征在于，所述与门的输出端连接驱动器的第一输入端；和/或所述与门的输出端控制第一开关的打开与关断；所述第一开关分别连接控制器的HV端以及VCC端，所述HV端连接变换器的原边绕组；和/或，所述与门的输出端控制第二开关的打开与关断；所述第二开关一端通过第一电阻连接控制器的FB端，另一端连接UVLO和/或DC BIAS和/或LDO和/或保护功能线路的EN输入端；或者，所述与门的输出端直接连接UVLO和/或DC BIAS和/或LDO和/或保护功能线路的EN输入端。
5. 根据权利要求1至4任一项所述的控制器，其特征在于，所述比较器的第一输入端连接控制器的FB端，输入变换器副边反馈负载信息。
6. 根据权利要求1至4任一项所述的控制器，其特征在于，该控制器还包括输入电压保护单元的输入端输入变换器副边采样电压，输出端连接乘法器的第一输入端；乘法器的第二输入端通过AVG以及LEB连接控制器的CS端，输入变换器的原边检测电流；乘法器的输出端连接所述比较器的第一输入端。
7. 根据权利要求6所述的控制器，其特征在于，所述输入电压保护单元的输入端通过第三电阻连接变换器辅助绕组的异名端，并通过第四电阻接地。
8. 根据权利要求2或4所述的控制器，其特征在于，所述驱动器的输出端连接控制器的OUT端，驱动器输出的信号控制开关管的打开与关断。
9. 根据权利要求2或4所述的控制器，其特征在于，UVL0、DC BIAS、LD0以及保护功能线路未与第一电阻连接的一端连接所述VCC端。
专利摘要本实用新型公开了一种脉冲调制控制器，所述脉冲调制控制器为PWM控制器或PFM控制器，该控制器包括比较器的第一输入端输入负载相关信号；比较器的第二输入端输入预置的基准电压；比较器的输出端输出控制信号。所述脉冲调制控制器通过增加上述结构能够解决自身所属IC不断重启的问题。
文档编号H03K7/08GK201438266SQ200920163199
公开日2010年4月14日 申请日期2009年7月22日 优先权日2009年7月22日
发明者任雪刚, 吴泉清, 赵向源 申请人:Bcd半导体制造有限公司