专利名称：极化调制装置及通信设备的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种用于便携式电话、无线LAN等通信设备的极化调制装置，具体涉及一种高线性且高效率动作的极化调制装置以及使用该极化调制装置的通信设备。
背景技术：
近年来，极化调制方式作为能够使发送调制装置的高线性以及高效性两全的技术而受到瞩目(例如，参考专利文献1)。图15是示出使用现有的极化调制方式的发送调制装置(以下称为极化调制装置)的结构例的图。图15中，现有技术的极化调制装置包括放大相位调制信号的功率放大器(PA) 51，以及基于振幅分量信号来控制功率放大器51的电源电压的电源控制部52。功率放大器51中被输入相位调制信号，电源控制部52中被输入振幅分量信号。这样，使用极化调制方式能够将输入到功率放大器51的相位调制信号作为不具有振幅方向的变动成分的恒定包络信号。由此，能够将高效率的非线性放大器作为功率放大器51来使用。但它却要求振幅分量信号的电压值与功率放大器51的输出电压成比例关系。此外，作为用于功率放大器51的元件，使用的是能够获得比FET系列装置高的增益，且容易实现小型化的异质结双极晶体管(Hetero-junction Bipolar Transistor,HBT) 系列装置。然而，HBT系列装置在重叠异种半导体层的界面产生带偏移(band off set)，并在电源电压与输出电压之间存在一种称为振幅偏移电压(amplitude offset voltage)的特殊参数。图16是说明功率放大器51的振幅偏移电压的图。图16的横轴表示功率放大器 51的电源电压Vcc，纵轴表示功率放大器51的输出电压Vout。如图16所示，将HBT系列装置用作功率放大器51的情况下，电源电压Vcc与输出电压Vout之间的关系虽然呈直线变化，却不通过原点，因而不成比例关系。也就是说，电源电压Vcc与输出电压Vout之间的关系在原点附近呈非线性。如果在该非线性部分不进行适当的补偿，则将偏离理想的特性，而该偏离部分就表现为失真成分。该情况下，存在的问题是会对邻信道、接收频带造成影响， 而对邻信道、接收频带的影响在标准上有严格的规定。基于上述理由，在将HBT系列装置用作功率放大器51的情况下，需要考虑振幅偏移电压。振幅偏移电压指的是，功率放大器51开始输出时的电源电压值Vcc。例如，如图 16所示，通过使电源电压Vcc与输出电压Vout之间的关系近似直线，能够将该直线与Vcc 轴的交点电压Vcos看成为振幅偏移电压。加法器53通过将振幅偏移电压与振幅分量信号相加，能够避免在功率放大器51产生失真。此外，将实际加到振幅分量信号的振幅偏移电压作为Vos，将功率放大器51的最佳振幅偏移电压作为Vamo。图17是说明最佳振幅偏移电压Vamo的图。最佳振幅偏移电压Vamo的定义能够根据系统所要求的规格来任意决定。这里，如图17所示，将邻信道泄漏功率比(Adjacent Channel Leakage Power Ratio，ACLR)为最小时的振幅偏移电压定义为 Vamo。此外，也可以将接收频带噪声或误差矢量幅度(Error Vector Magnitude,EVM)为最小时的振幅偏移电压定义为Vamo。众所周知，由此所定义的Vamo与Vcos之间具有很紧密的相关关系。因此，通过计算出功率放大器51的Vcos，并进行补偿，不仅能够抑制输出信号的失真，而且还能够将邻信道泄漏功率比(ACLR)、接收频带噪声抑制在期望的范围内。然而，功率放大器51的电源电压Vcc与输出电压Vout之间的关系根据功率放大器51的输入功率、动作温度、个体差异等特性而发生变化，并且，功率放大器51的振幅偏移电压Vcos也随之发生变化。尽管可以考虑将这些所有的特性事先存储到ROM等，通过读出它们来对振幅偏移电压Vcos进行补偿(即，基于振幅环路的补偿)，但该方法却存在由于存储器使用量的增大而导致成本增高的问题。此外，由于必须时常执行如上述那样的基于振幅环路的补偿动作，因而还存在动作发生延迟，功率消耗增大的技术问题。专利文献专利文献1 美国专利第6256482号说明书
发明内容
因此，本发明的目的在于提供一种不受功率放大器的个体差异或温度变化等的影响，通过算出最佳的振幅偏移电压来对功率放大器的输出特性进行补偿的极化调制装置。本发明涉及一种极化调制装置。然后，为了达到上述目的，本发明的极化调制装置具备数据生成器，从基带信号生成振幅分量信号和相位分量信号；相位调制器，生成对相位分量信号实施了相位调制的相位调制信号；加法器，将振幅偏移电压加到振幅分量信号； 功率放大器，包括第1异质结双极晶体管，并通过振幅分量信号来放大相位调制信号；监视部，监视功率放大器，并输出监视电压；以及控制部，计算与监视电压相应的振幅偏移电压， 并输出到加法器。监视部包括第2异质结双极晶体管，并将第2异质结双极晶体管的集电极-发射极间电压作为监视电压输出。由此，极化调制装置通过对功率放大器的振幅偏移电压进行补偿，能够抑制输出信号的失真。此外，第1异质结双极晶体管和第2异质结双极晶体管构成在同一半导体基板上。 由此，由于能够使功率放大器和监视部的动作温度实质上相同，从而能够结合功率放大器的温度变化来自动调整偏移电压。优选的是第2异质结双极晶体管比第1异质结双极晶体管的尺寸小。由此，能够削减监视部的功率消耗。此外，监视部把将第2异质结双极晶体管的基极电流以及集电极电流固定为规定值时的集电极-发射极间电压作为监视电压输出。控制部通过使用规定的一次函数式的运算，根据监视部所输出的监视电压来计算振幅偏移电压。由此，能够抑制功率放大器的个体差异等造成的影响。此外，选择一次函数式的各个参数，使得控制部输出使邻信道泄露功率比为最小的振幅偏移电压。由此，能够将邻信道泄露功率比(ACLR)抑制在期望的范围。此外，选择一次函数式的各个参数，使得控制部输出使接收频带噪声为最小的振幅偏移电压。由此，能够将接收频带噪声抑制在期望的范围内。此外，极化调制装置还可以具备对照表(look-up Table :LUT)，该LUT预先存储有与监视电压相对应的振幅偏移电压。该情况下，控制部参照LUT来计算与监视电压相对应的振幅偏移电压。由此，不需要在控制部进行运算，从而能够减轻控制部的负荷。此外，极化调制装置还可以具备电源控制部，该电源控制部在加法器和功率放大器之间，以规定的放大率G来对被加上了振幅偏移电压的振幅分量信号进行放大。该情况下，控制部以规定的放大率1/G来对输出到加法器的振幅偏移电压进行放大。由此，在对输出信号的功率进行放大的情况下，也能够抑制输出信号的失真。此外，本发明还涉及具备上述极化调制装置的通信设备。该通信设备具备生成发送信号的发送电路，以及将在发送电路所生成的发送信号输出的天线。发送电路包括上述的极化调制装置。并且，通信设备也可以具备对从天线接收到的接收信号进行处理的接收电路，以及天线共享部，该天线共享部向天线输出在发送电路所生成的发送信号，并向接收电路输出从天线接收到的接收信号。发明效果如上所述，根据本发明的极化调制装置，监视部利用与功率放大器所具备的HBT设置于同一基板上的、监视用的HBT，把将基极电流IBB及集电极电流IC固定为任意值时的集电极-发射极间电压VCE作为监视电压Vivos输出。由于监视电压Vivos与理想的振幅偏移电压Vamo具有紧密的相关关系，所以控制部根据监视电压Vivos能够算出加到振幅分量信号的振幅偏移电压Vos。由此，不仅能够抑制输出信号的失真，而且还能够将邻信道泄露功率比(ACLR)、接收频带噪声抑制在期望的范围内。此外，由于功率放大器与监视部形成在同一半导体基板上，所以功率放大器与监视部的动作温度实质上相同，从而能够结合功率放大器的温度变化来自动调整振幅偏移电压Vos (即，理想的振幅偏移电压 Vamo)。此外，根据本发明的通信设备，通过使用上述的极化调制装置，能够在较宽的输出功率的范围内实现低失真低噪声的动作。
图1是示出本发明的第1实施方式所涉及的极化调制装置1的结构的一例的方框图。图2是示出监视部14的结构例的电路图。图3是示出监视部14所具备的晶体管141的VCE-IC特性的图。图4是将集电极电流IC的开始上升的区域放大了的图。图5是示出Vivos与Vamo之间的相关关系的图(IBB1、ICl)。图6是示出Vivos与Vamo之间的相关关系的图(IBB2、IC2)。 图7是说明代表性的Vamo的图。图8是示出具备电压源M3的监视部14的结构例的电路图。图9是示出监视部14所具备的晶体管141的IC-VCE特性的图。图10是示出具备LUT17的极化调制装置Ib的结构的一例的方框图。图11是示出LUT17的存储内容的一例的图。图12是示出具备电源控制部18的极化调制装置Ic的结构的一例的方框图。图13是示出具备LUT17和电源控制部18的极化调制装置Id的结构的一例的方框图。
图14是示出本发明的第2实施方式所涉及的通信设备200的结构的一例的方框图。图15是示出使用现有的极化调制方式的极化调制装置的结构例的图。图16是说明功率放大器51的振幅偏移电压的图。
图17是说明最佳的振幅偏移电压Vamo的图。附图标记说明IUbUcUd极化调制装置11数据生成器12相位调制器13功率放大器14监视部15控制部16加法器17 LUT18 电源控制部141晶体管142、143 电流源243 电压源51 功率放大器52 电源控制部53 加法器200 通信设备210 发送电路220 接收电路230天线共享器240 天线
具体实施例方式(第1实施方式)图1是示出本发明的第1实施方式所涉及的极化调制装置1的结构的一例的方框图。图1中，极化调制装置1具备数据生成器11、相位调制器12、功率放大器(PA) 13、监视部14、控制部15及加法器16。数据生成器11从基带信号生成振幅分量信号和相位分量信号。相位调制部12生成对相位分量信号实施了相位调制的相位调制信号。相位调制信号从相位调制器12被输入到功率放大器13中。并且，振幅分量信号作为电源电压经由加法器16而被提供给功率放大器13。功率放大器13使用作为电源电压而被提供的振幅分量信号来放大相位调制信号。功率放大器13由异质结双极晶体管 (Hetero-junction Bipolar Transistor, HBT)构成。监视部14对功率放大器13的HBT的振幅偏移电压进行虚拟地监视，并输出监视电压Vivos。并且，也可以将功率放大器13和监视部14的组合结构记为PA模块。以下监视部14进行详细说明。图2是示出监视部14的结构的一例的电路图。参照图2，监视部14具备晶体管141、电流源142以及电流源143。晶体管141是异质结双极晶体管(Hetero-jimction Bipolar Transistor, HBT)。为了接近构成功率放大器13的晶体管(HBT)的特性，晶体管 141最好与之构成在同一半导体基板上。此外，为了降低功率消耗，晶体管141最好比构成功率放大器13的晶体管(HBT)的尺寸小。电流源142向晶体管141提供集电极电流IC。 电流源143向晶体管141提供基极电流IBB。图3是示出监视部14所具备的晶体管141的VCE-IC特性的图。当用电流源142 及电流源143将基极电流IBB固定为任意值，改变集电极_发射极间的电压VCE时，晶体管 141的集电极电流IC如图3所示那样变化。接着，将图3的集电极电流的上升区域扩大后如图4所示。图4中可以得知，当将基极电流IBB及集电极电流IC固定为任意值时，就能够决定Vivos。S卩，监视部14将基极电流IBB及集电极电流IC固定为任意值时的集电极-发射极间电压VCE作为监视电压Vivos输出。图5是将基极电流IBB固定为IBBl且集电极电流IC固定为ICl时的、Vivos与 Vamo之间的相关关系的图。图6是将基极电流IBB固定为IBB2且集电极电流IC固定为 IC2时的、Vivos与Vamo之间的相关关系的图。图5及图6中所示的各点是绘制出在基极电流IBB及集电极电流IC固定后，功率放大器13的温度、个体差异等条件变化时的Vivos 与Vamo之间的关系的点。这里，Vamo是功率放大器13的最佳的振幅偏移电压。最佳振幅偏移电压Vamo的定义能够根据系统所要求的规格来任意决定。图7是说明代表性的Vamo的图，图7所示的例子示出极化调制装置1适用于通用移动通信系统(Universal Mobile Telecommunications System, UMT S)的情况下，失调5MHz时的ACLR(5MHz detuning)。如图7所示，能够将邻信道泄漏功率比(ACLR)为最小时的功率放大器13的振幅偏移电压定义为最佳的偏离电压 Vamo。此外，也可以将接收频带噪声为最小时的功率放大器13的振幅偏移电压定义为最佳的偏移电压Vamo。或者也可以将EVM为最小时的功率放大器13的振幅偏移电压定义为最佳的偏移电压Vamo。参照图5，当将基极电流IBB固定为IBB1、集电极电流IC固定为ICl时，Vivos与 Vamo之间的相关关系例如可以通过最小二乘法将各绘制的点近似于直线，从而通过一次函数的(式1)来表示。其中，IBBl与ICl从任意的组合中选择，并能够使Vivos与Vamo能够满足式1的关系。此外，一次函数式的各个参数A、B表示任意的数值。其中，决定各个参数A、B，使得用式1进行运算的情况下，能够根据监视电压Vivos来算出理想的振幅偏移电压 Vamo οVamo = A · Vivos+B ......(式 1)此外，参照图6，当将基极电流IBB固定为IBB2、集电极电流IC固定为IC2时， Vivos与Vamo之间的相关关系例如可以通过最小二乘法使绘制的点近似于直线，从而通过 (式2)来表示。即，根据基极电流IBB及集电极电流IC的选择方法，还能够使Vivos = Vamo。该情况下，由于不需要调整监视电压Vivos，所以极化调制装置1无需具备控制部15。 这样，表示Vamo与Vivos之间的相关关系的式子取决于基极电流IBB及集电极电流IC的值。
Vamo = Vivos......(式 2)控制部15将监视部14所算出的监视电压Vivos代入规定的运算式，来计算加到振幅分量信号的振幅偏移电压Vos。根据上述理由，控制部15能够将(式3)或(式4)用作规定的运算式。加法器16将振幅偏移电压Vos加到振幅分量信号，并输出到功率放大器 13。Vos = A · Vivos+B ......(式 3)Vos = Vivos......(式 4)如上所述，根据本发明的第1实施方式所涉及的极化调制装置，监视部14利用与功率放大器13所具备的HBT设置于同一基板上的、监视用的HBT，把将基极电流IBB及集电极电流IC固定为任意值时的集电极_发射极间电压VCE，作为监视电压Vivos输出。由于监视电压Vivos与理想的振幅偏移电压Vamo具有紧密的相关关系，所以控制部15根据监视电压Vivos能够算出加到振幅分量信号的振幅偏移电压Vos。由此，不仅能够抑制输出信号的失真，而且还能够将邻信道泄露功率比(ACLR)、接收频带噪声抑制在期望的范围内。 此外，由于功率放大器13与监视部14形成在同一半导体基板上，所以功率放大器13和监视部14的动作温度实质上相同，从而能够结合功率放大器13的温度变化来自动调整振幅偏移电压Vos (即，理想的振幅偏移电压Vamo)。此外，如图8所示，监视部14也可以具备电压源243来代替具备电流源143。图8 是示出具备电压源243的监视部14的结构例的电路图。参照图8，电压源243向晶体管141 提供基极_发射极间电压VBE。图9是示出监视部14所具备的晶体管141的IC-VCE特性的图。当用电流源142及电压源243将基极-发射极间电压VBE固定为任意值，并改变集电极电流IC时，晶体管141的集电极-发射极间电压VCE如图9所示那样变化。由此可以得知，当将基极_发射极间电压VBE及集电极电流IC固定为任意值时，就能够决定Vivos。此外，如图10所示，极化调制装置Ib的结构还可以具备LUT17。图10是示出具备LUT17的极化调制装置Ib的结构的一例的方框图。如图11所示，设定LUT17中预先存储有与Vivos相对应的Vos。参照图10，控制部15从LUT17读出与Vivos相对应的Vos，并输出到加法器16。其他的构成与图1所示的极化调制装置1相同。此外，如图12所示，极化调制装置Ic也可以是在加法器16和功率放大器13之间具备电源控制部18的结构。图12是示出具备电源控制部18的极化调制装置Ic的结构的一例的方框图。参照图12，电源控制部18将通过任意的增益G放大而得到的振幅分量信号作为电源电压提供给功率放大器13。控制部15将通过任意的1/G增益放大而得到的Vos 输出到加法器16。其理由是由于加在振幅分量信号的Vos在电源控制部18被放大，所以在放大之前预先衰减Vos。其他的结构与图1所示的极化调制装置1相同。极化调制装置 Ic通过具备电源控制部18，能够输出更大的功率。此外，如图13所示，极化调制装置Id也可以是还具备LUT17和电源控制部18的结构。图13是示出具备LUT17和电源控制部18的极化调制装置Id的结构的一例的方框图。参照图13，电源控制部18将通过任意的增益G放大而得到的振幅分量信号，作为电源电压提供给功率放大器13。如图11所示，LUT17中预先存储有与Vivos相对应的Vos。控制部15从LUT17读出与Vivos相对应的Vos，并将通过任意的1/G增益放大而得到的Vos 输出到加法器16。此外，极化调制装置也可以是按每个增益G来具备LUT的结构。该情况下，控制部15从与增益G相对应的LUT读出Vos，不进行运算直接输出到加法器16。(第2实施方式)图14是示出本发明的第2实施方式所涉及的通信设备200的结构的一例的方框图。参照图14，第2实施方式所涉及的通信设备200具备发送电路210、接收电路220、天线共享器230以及天线240。发送电路210用第1实施方式所涉及的发送电路1、lb、lc、Id 中的任意一个。天线共享器230把发送电路210所输出的发送信号传达给天线240，并防止发送信号泄露至接收电路220。此外，天线共享器230把从天线240输入的接收信号传达给接收电路220，并防止接收信号泄露至发送电路210。因此，发送信号从发送电路210输出，并经由天线共享器230从天线240传播到空间。接收信号被天线240接收，并经由天线共享器230被接收电路220接收。第2实施方式所涉及的通信设备200通过用第1实施方式的发送电路，不仅能够确保发送信号的线性以及低噪声性，并能够实现低失真及低噪声的无线装置。此外，由于在发送电路210的输出不存在方向性耦合器等分支，所以能够降低从发送电路210到天线240的损失，并能够降低发送时的功率消耗，从而作为无线通信设备能够长时间地使用。并且，通信设备200也可以是只具备发送电路210和天线240的结构。工业实用性本发明所涉及的极化调制装置能够适用于便携式电话、无线LAN等通信设备等。
权利要求
1.一种极化调制装置，其特征在于，具备数据生成器，从基带信号生成振幅分量信号和相位分量信号； 相位调制器，生成对所述相位分量信号实施了相位调制的相位调制信号； 加法器，将振幅偏移电压加到所述振幅分量信号；功率放大器，包括第1异质结双极晶体管，并通过所述振幅分量信号来放大所述相位调制信号；监视部，监视所述功率放大器，并输出监视电压；以及控制部，计算与所述监视电压相应的所述振幅偏移电压，并输出到所述加法器； 所述监视部包括第2异质结双极晶体管，并将该第2异质结双极晶体管的集电极-发射极间电压作为所述监视电压输出。
2.根据权利要求1所述的极化调制装置，其特征在于所述第1异质结双极晶体管和所述第2异质结双极晶体管构成在同一半导体基板上。
3.根据权利要求1所述的极化调制装置，其特征在于所述第2异质结双极晶体管比所述第1异质结双极晶体管的尺寸小。
4.根据权利要求1所述的极化调制装置，其特征在于所述监视部把将所述第2异质结双极晶体管的基极电流以及集电极电流固定为规定值时的集电极-发射极间电压作为所述监视电压输出。
5.根据权利要求1所述的极化调制装置，其特征在于所述控制部通过使用了规定的一次函数式的运算，根据所述监视部所输出的监视电压计算所述振幅偏移电压。
6.根据权利要求5所述的极化调制装置，其特征在于选择所述一次函数式的各个参数，使得所述控制部输出使邻信道泄露功率比为最小的所述振幅偏移电压。
7.根据权利要求5所述的极化调制装置，其特征在于选择所述一次函数式的各个参数，使得所述控制部输出使接收频带噪声为最小的所述振幅偏移电压。
8.根据权利要求1所述的极化调制装置，其特征在于，还具备 对照表，预先存储有与所述监视电压相对应的所述振幅偏移电压；所述控制部参照所述对照表来计算与所述监视电压相对应的所述振幅偏移电压。
9.根据权利要求1所述的极化调制装置，其特征在于，还具备电源控制部，该电源控制部在所述加法器和所述功率放大器之间，以规定的放大率G 来对加上了所述振幅偏移电压的所述振幅分量信号进行放大，所述控制部以规定的放大率1/G来对输出到所述加法器的所述振幅偏移电压进行放大。
10.一种通信设备，其特征在于，具备 发送电路，生成发送信号；以及天线，输出在所述发送电路所生成的发送信号； 所述发送电路包括权利要求1所述的极化调制装置。
11.根据权利要求10所述的通信设备，其特征在于，还具备接收电路，对从所述天线接收到的接收信号进行处理；以及天线共享器，向所述天线输出在所述发送电路所生成的发送信号，并向所述接收电路输出从所述天线接收到的接收信号。
全文摘要
本发明提供一种对功率放大器的输出特性进行补偿的极化调制装置。数据生成器(11)从基带信号生成振幅分量信号和相位分量信号；相位调制器(12)生成对相位分量信号实施了相位调制的相位调制信号；加法器(16)将振幅偏移电压加到振幅分量信号；功率放大器(13)包括第1异质结双极晶体管，并通过振幅分量信号来放大相位调制信号；监视部(14)监视功率放大器(13)，并输出监视电压；控制部(15)计算与监视电压相应的振幅偏移电压，并输出到加法器(16)；监视部(14)包括第2异质结双极晶体管，并将该第2异质结双极晶体管的集电极-发射极间电压作为监视电压输出。
文档编号H03F1/02GK102273068SQ20098015324
公开日2011年12月7日 申请日期2009年11月20日 优先权日2009年1月5日
发明者原义博 申请人:松下电器产业株式会社