用于发光机构尤其是发光二极管的驱动器电路的制作方法与工艺

用于发光机构尤其是发光二极管的驱动器电路本发明涉及用于驱动至少一个发光机构的变换器，尤其是用于驱动至少一个发光二极管(LED)的驱动器电路。用于驱动LED的驱动器电路基本上由现有技术是公知的。这样的驱动器电路由电源供电并且包括诸如LLC变换器的谐振回路，其负责将电流通过电势垒或电流屏障从电势垒的初级侧传输到次级侧。为了该电能传输，向连接在次级侧的LED串供应电流。已知这样的谐振回路或这样的驱动器电路作为恒定电流变换器来运行。为此可以设置用于控制LED电流的控制回路，其中可以在电势垒的次级侧测量LED电流实际值。但是，该实际值测量必须被反馈给初级侧控制回路或初级侧控制电路以相应地控制该驱动器电路。此实施方式的缺点是以下事实，LED电流的实际值反馈给初级侧控制电路需要电位隔离以及进而光电耦合器。因此，在现有技术中已经在尝试放弃LED电流的次级侧检测并且通过变压器初级侧上的电流间接检测该电流的值。基于该反馈值，执行电流控制，此时驱动器电路的半桥电路的相应开关被改变。但这样的实施方式也不能令人满意。即，该在初级侧的检测具有以下缺点，其没有直接反映LED电流，而是同时包含了在初级侧的磁化电流的可变部分。所述部分是可变的并且尤其取决于LED电压，该LED电压例如又取决于LED的数量。因此没有实现磁化电流的固定补偿。相反，补偿需要LED电压的直接测量，但这又需要AD转换器和通过光电耦合器至在初级侧的控制电路的反馈。本发明基于以下技术问题，指明一种用于驱动LED串的电路或LED变换器以及一种相应驱动方法，其中，可以改善初级侧控制并且尤其能消除上述缺点。现在，通过独立权利要求的特征组合来解决本发明所基于的问题。从属权利要求改进本发明的中心构想。本发明的基本构想是，如此间接促成LED电流的次级侧互感检测，即实现在次级侧区域内的尤其在变压器次级侧和整流器之间的互感去耦。根据本发明的第一方面，提供一种用于发光机构尤其是LED的驱动器电路。该驱动器电路包括借助至少一个开关被时钟控制的电路，该电路向谐振回路供电，该电路诸如是半桥电路形式的逆变器。驱动器电路包括跟在该谐振回路之后的变压器，可从变压器的次级绕组向发光机构供电。驱动器电路包括控制电路，该控制电路对时钟控制的电路的开关进行时钟控制。控制电路被反馈间接反映流过发光机构的电流的实际信号，该实际信号在变压器次级侧被感应去耦。控制电路被构造成为了控制流过发光机构的电流而根据实际信号对时钟控制的电路的至少一个开关进行时钟控制。另选地或附加地，如此构成控制电路，依据实际信号来检测发生在变压器的次级绕组上的故障状态(即变压器次级侧上的故障状态)和/或发生在发光机构上的故障状态，据此输出故障信号和/或改变时钟控制的电路的控制。根据本发明的另一方面，提供一种LED模块，该LED模块具有这样的驱动器电路以及由该驱动器电路供电的具有至少一个LED的至少一个LED串。根据本发明的另一方面，提供一种灯，诸如LED灯。该灯包括这种驱动器电路。该灯还包括用于整流电网电压的前置整流器和用于从经过整流的电网电压向驱动器电路供电的例如功率因数校正电路形式的DC/DC转换器。根据本发明的另一方面，提供一种在采用驱动器电路的情况下控制流过发光机构串的电流的方法。该驱动器电路此时具有借助至少一个开关被时钟控制的电路，该电路向谐振回路供电，该电路诸如是半桥电路形式的逆变器。驱动器电路包括跟在谐振回路后的变压器，从变压器的次级绕组向发光机构供电。该驱动器电路还包括控制电路，该控制电路对所述时钟控制的电路的开关进行时钟控制。控制电路被反馈间接反映流过发光机构的电流的实际信号，该实际信号在变压器次级侧被感应去耦。控制电路根据该实际信号控制流过发光机构的电流，做法是该控制电路根据该实际信号对时钟控制的电路进行时钟控制。另选地或附加地，控制电路根据实际信号检测在变压器次级侧上的故障状态和/或发光机构的故障状态。据此，控制电路输出故障信号和/或改变对时钟控制的电路的控制。优选地，变压器次级绕组对整流器电路供电并且实际信号在整流前被去耦。整流器电路优选被构造为全桥整流器或中点整流器。驱动器电路优选包括检测变压器，该检测变压器具有连接在变压器次级侧的至少一个检测绕组以感应去耦实际信号。优选地，整流器电路被构造为全桥整流器时，在变压器次级侧设置一个检测绕组。当整流器电路被构造为中点整流器时，此时在变压器次级侧设置两个检测绕组。优选通过分析电路向控制电路提供实际信号。分析电路优选具有整流器。优选如此构造分析电路，使得感应去耦的实际信号的一个或两个极性被提供给控制电路。控制电路优选无电流隔离地控制时钟控制的电路的开关。控制电路优选是ASIC或者微控制器。优选不向控制电路反馈来自变压器初级侧即变压器靠近时钟控制的电路的一侧的信号。总而言之，本发明涉及一种驱动器电路或一种LED驱动器，其中采用了例如所谓的LLC-谐振回路。在此，半桥电路向谐振回路供电，谐振回路通过例如变压器形式的电流隔离和整流器电路向LED串供电。根据本发明，在变压器次级侧未设置降压变换器(DC/DC转换器)或其它时钟转换器。因为根据本发明存在抽头变压器次级绕组以及经整流地将该电压供给LED串的不同可能性，提供了不同的电路拓扑。一般，根据本发明的实施方式中的目的是存在尽量少的从次级侧电位隔离地至在初级侧的控制电路的反馈，同时摒弃成本可观的光电耦合器。根据本发明的互感AC信号的互感去耦和具体分析能以不同方式实现。根据本发明，有意义的是，在变压器次级侧，提供给初级侧控制电路的信号被互感去耦并(或许)处理，该控制电路又对半桥的功率开关进行时钟控制。因此，控制环闭合。接下来还将参照附图来描述本发明：图1示意性示出根据本发明的用于向LED串供电的驱动器电路的结构，图2示出用于向LED串供电的驱动器电路的另一个根据本发明的实施例，图3示出用于反馈实际信号的分析电路的第一实施例，图4示出用于根据本发明的分析电路的另一个实施例，图5示出用于反馈实际信号的分析电路的另一个根据本发明的实施例。图1示出用于发光机构供电的驱动器电路1的实施例，尤其以用于LED或LED串的供电的LED变换器的形式。驱动器电路1由输入电压Vdc供电。输入电压Vdc优选是经过整流的(并且或许经滤波的)交流电压或电网电压。经过整流的电网电压优选在其供给驱动器电路1之前还被供给例如功率因数校正电流形式的转换器(未示出)。在此情况下，输入电压Vdc是几乎恒定的或许具有余纹波的总线电压。另选地，输入电压Vdc也可以是直流电压或恒定电压，如电池电压。在驱动器电路1中在输入侧设有开关调节器，开关调节器由输入电压Vdc供电。输入电压Vdc尤其向例如能以半桥电路2形式构造的时钟控制的电路或逆变器供电。所示的半桥电路2具有一个低电位开关FET2和一个高电位开关FET1。根据本发明，逆变器2具有至少一个开关。作为具有一个开关的逆变器，例如可以设置反激变换器(未示出)。半桥电路2的两个开关FET1、FET2可以被构造诸如FET或MOSFET的晶体管。开关FET1、FET2由源自于控制电路ST的各自的控制信号HS、LS控制。低电位开关FET2与初级侧接地GND_PRIM相连。输入电压Vdc施加在半桥电路2上。在半桥电路2的中点(即在两个开关FET1、FET2之间)连接有例如串联谐振回路形式的谐振回路3。另选地，根据本发明，也可以将并联谐振回路连接到半桥电路2的中点。图1中所示的谐振回路3被构造为串联谐振回路并且包括电感和电容元件。尤其在初级侧接地GND_PRIM和半桥电路2中点之间是具有第一线圈L1、第二线圈L2a和电容器C1的串联电路。谐振回路3在此情况下被称为LLC谐振回路。电容器C1和线圈L1优选构成LC谐振回路。第二线圈L2a优选是变压器L2的初级绕组，其作为用于电流隔离的转换器使用。变压器L2是电势垒的一个示例。在图1中示出了作为理想变压器的变压器L2，其中真实变压器L2的初级绕组可以具有漏电感和励磁电感，用于引导磁化电流。变压器L2总体形成在变压器L2的具有初级绕组L2a的初级侧L2/1和具有次级绕组L2b的次级侧L2/2之间的电势垒5。变压器L2的该次级绕组L2b被提供给整流器4，该整流器在图1的实施例中被构造为具有相连接的四个二极管D1、D2、D3、D4的桥式整流器或全桥整流器。具有四个二极管D1、D2、D3、D4的实施方式是无源整流器的示例。另选地，该整流器可以被构造为有源整流器，尤其是具有例如MOSFET形式的开关。全桥整流器在输出侧从次级侧接地GND_SEC向蓄能电容器C2供电。作为蓄能电容器C2，可以因为其比较高的电容而采用电解质电容器。发光机构(优选是LED或LED串)与蓄能电容器C2并联。在图1中，所示的LED应该代表一个或更多个LED。由驱动器电路1驱动的LED串优选可以具有多个LED的串联电路。另选地，也可以向并联的LED或由串联和并联的LED构成的组合供电。在整流器电路4或蓄能电容器C2的输出端可以设置用于滤波的其它元件。例如为此在图1中示出线圈L3。该线圈L3与LED串联布置，其中该串联电路与电容器C2并联。在运行中，优选是AC电流即交流电流流过晶体管L2的次级绕组L2b。本发明现在提出，该交流电流通过设置在次级侧L2/2的检测绕组CTR1变换至初级侧电流。该检测绕组CTR1在此与初级侧检测绕组CTR3耦合。次级侧检测绕组CTR1与变压器L2的次级绕组L2b串联布置。检测绕组CTR1优选连接在次级绕组L2b和整流器电路4之间，即在次级绕组L2b的一个接线端与整流器电路4的输入接线端之间。根据一个优选实施方式，次级绕组L2b和检测绕组CTR1被构造为独立绕组。也就是说，次级绕组L2b和检测绕组CTR1构成两个单独的变压器。这尤其出于以下要求，即检测变压器CTR1、CTR3被构造为电流互感器。检测变压器CTR1、CTR3的绕组尤其被构造成实现尽量无损耗的次级侧交流电检测。通过适当选择绕组，被构造为电流互感器的检测变压器CTR1、CTR3可以具有尽量低的阻抗。流过检测绕组CTR1的电流重现流过LED的电流。当在驱动器电路1中未设置可选的蓄能电容器C2时，流过检测绕组CTR1的电流实际上也流过LED。当连接有用于滤波的电容器C2时，其暂时存储的电能又被转送至负载即LED。不管有没有蓄能电容器C2，LED电流的平均值保持不变，检测绕组CTR1重现LED电流。流过检测绕组CTR1的交流电流相应地在初级侧检测绕组CTR3中产生交流电流。分析电路30被连接到初级侧检测绕组CTR3以产生用于流过LED的电流的测量值ILED_PRIM。该测量值ILED_PRIM被提供给控制电路ST。基于所得到的反馈值，控制电路ST产生用于开关FET1、FET2的控制信号HS、LS，其中该开关被交替通断。源于实际值ILED_PRIM，控制电路ST执行将电流调整至期望的额定值，其中半桥电路2被相应地时钟控制。接下来结合图3来详述图1的实施例所用的分析电路30。图2示出用于诸如LED的发光机构的驱动器电路20的另一个实施例。驱动器电路20基本上对应于图1所示的驱动器电路1，并且相应地包括半桥电路2和谐振回路3。但驱动器电路20与图1的实施例的不同之处在于变压器和整流器电路24的设计。变压器L2的次级绕组L2b具有抽头或分支点，尤其是中心抽头或中点抽头。该中心抽头形成整流器电路24的输出电压电位，即次级侧接地GND_SEC。次级绕组L2b的一个接线端与第一二极管D1'的阳极相连，次级绕组L2b的另一接线端与第二二极管D2'的阳极相连。二极管D1'、D2'的各自的阴极汇集并形成整流器电路24的优选与蓄能电容器C2相连的另一输出电位。该整流器24可以被称为中点整流器。不同于图1的实施例，现在需要两个次级侧检测绕组CTRl'、CTR2'以确保准确检测次级侧L2/2上的交流电流。根据交流电流的方向，电流流过第一二极管或第二二极管Dl'、D2'。因此，为了完整检测流过LED的电流，第一检测绕组CTRl'与第一二极管Dl'串联，第二检测绕组CTR2'与第二二极管D2'串联。如图2所示，这两个次级侧检测绕组CTRl'、CTR2'与初级侧检测绕组CTR3偶联。与根据图1或图2的实施例的驱动器电路的设计无关，总体在初级侧检测绕组CTR3上得到相同的电流。与图1中相似，由绕组CTRl'、CTR2'、CTR3'构成的检测变压器被构造为电流互感器。检测绕组CTRl'、CTR2'优选也被构造成相对于变压器L2独立。相比于图2的实施例，在根据图1的实施方式中需要更多的二极管-相比于两个二极管Dl'、D2'需要四个二极管D1、D2、D3、D4-。为此，相比于具有中间抽头的驱动器电路20的两个绕组CTRl'、CTR2'，驱动器电路1包括唯一的次级侧检测绕组CTR1。图3示出分析电路30的实施方式，如在图1、图2的驱动器电路1、20中所出现的。分析电路30原则上用于分析或处理由检测绕组CTR3提供的关于流过LED的电流的信息并随后反馈给控制电路ST。为了确定流过次级侧L2/2的电流值，控制电路ST此时尤其应该考虑绕组CTR1、CTR3或者CTR1'、CTR2'、CTR3'的绕组数之比，在此，在图2的实施例中次级侧测量绕组CTR1、CTR2的绕组数优选是相同的。各由一个二极管DR1、DR2和一个电阻或者说测量电阻Rb1、Rb2构成的两个串联电路与检测绕组CTR3并联。电阻Rb1、Rb2各自被连接到初级侧接地GND_PRIM。一个二极管DR2以其阳极连接至检测绕组CTR3的一个接线端，另一个二极管DR1以其阳极连接至该接线端。二极管DR1、DR2或相应的串联电路是反并联的。如此设计分析电路30，使得仅分析由检测绕组CTR3所检测到的电流的半波并供给控制电路ST。优选通过电阻Rb1、Rb2中的一个上的电压来分析流过LED的电流。在图3的实施方式中，考虑电阻Rb2上的电压。另选地，也可以考虑另一电阻Rb1上的电压。如图3所示，重现LED电流的电压被提供给RC元件。该RC元件由电阻Rlp和电容器Clp构成并用于所测得的电阻Rb2上的电压的低通滤波。从而向控制电路ST反馈流过LED的电流的平均值。该RC元件是可选的，以便也可以采用电阻Rb2上的电压作为反馈值ILED_PRIM。图4示出分析电路40的另一个实施方式。该分析电路40例如可以在图1和图2中代替分析电路30。相对于根据图3的实施方式唯一的区别是，在这里省略了电阻Rb1，在图3中未测量该电阻的电压。因此分析电路40的工作方式相似，在此仅分析通过检测绕组CTR3所检测到的电流的半波，并且作为实际信号ILED_PRIM被转送至控制电路ST。即，在分析电路40中，省略了元件-即电阻RB1-。但该实施方式相比于图3也是不利的，其中，两个半波被非对称加载。但在图3中有利地通过电阻Rb1、Rb2对称地加载两个半波，尤其当两个电阻Rb1、Rb2具有相同的电阻时。由此通过次级侧并进而通过谐振回路3获得的电流的对称加载对于驱动器电路的良好运行是有利的。图5还示出分析电路50的另一个实施方式，其也可被用在根据图1或图2的驱动器电路1、20中。不同于图3和图4，在此分析两个半波。相应地，检测绕组CTR3与优选由四个二极管DR1'、DR2'、DR3'、DR4'构成的全桥整流器51相连。因此，从整流器51不但交流的正半波而且交流的负半波都通过绕组CTR3被转送或被整流。在全桥整流器51的输出端，又连接一个电阻或测量电阻Rb，其重现流过次级侧和LED的电流。在通过RC元件R1p、C1p可选地进行低通滤波之后，实际信号ILED_PRIM被反馈给控制电路。也就是说，在分析电路50中优选分析交流电流的两个半波。此时的主要优点是LED电流测量现在更精确并且LED电流和反馈参数ILED_PRIM之间存在线性关系。因此在分析电路50中消除了与可能的可变磁化电流相关的、涉及测量的不稳定性。在具有全桥整流器51的解决方案中不利的是，其就所用元件而言也是图3至图5所示的三个分析电路中最昂贵的实施方式。例如检测变压器可能具有1:60的绕组数比。用在图3-5中被用于分析交流电流的电阻Rb1、Rb2、Rb例如具有60欧姆的数值。为了进行低通滤波，电阻R1p和电容器C1p例如具有130欧姆或220nF的各自数值。优选地不从谐振回路3的初级侧向初级侧L2/1上的控制电路ST提供其它测量信号，尤其优选不提供重现通过半桥电路2的电流的测量信号。即，尤其是没有测量电阻与初级绕组L2a串联或者与谐振回路3串联。另选地或附加地，为了控制流过LED的电流，可以通过所述实际信号ILED_PRIM的测量来检测特定的故障状态。尤其是可以确定“无负载”故障状态，其中，在此故障状态下在次级侧L2/2没有电流流过。例如该故障状态可能意味着不存在负载或LED，或者LED或LED串出现故障。因此，根据实际信号ILED_PRIM，控制电路也可以检测在变压器次级侧L2/2上的故障状态和/或发光机构或LED的故障状态。据此，控制电路ST可以发出故障信号且例如转送给中央监测单元(未示出)。根据这样的故障状态，控制电路ST也可以改变逆变器或半桥2的控制。