宽带低功率放大器的制作方法

本申请要求于2014年7月18提交的美国专利申请序列号14/335,421的权益，其通过引用整体纳入于此。

技术领域

本申请涉及放大器，尤其涉及宽带低功率放大器。

背景

现代微处理器在宽位字上操作。例如，对于一些微处理器而言处理64位字是常规的。随着处理器时钟速率增大得越来越高，在宽位总线上路由此类相对较宽位字变得有问题。在高传输速率下，关于在宽位总线中的单独迹线上的传播的不可避免的偏斜可能导致不可接受的误比特率。此外，此类总线需求大量功率且设计起来是昂贵的。

为了在没有与高速宽位总线相关联的偏斜和失真问题的情况下实现数据字的高速传输，已经开发了串行器-解串行器(SERDES)系统。SERDES发射机将数据字串行化到高速串行数据流中。SERDES接收机接收高速串行数据流并且将其解串行化回到并行数据字中。串行传输通常是差分的并且包括嵌入式时钟。由此减轻了与高速宽位数据总线相关联的偏斜和失真问题。

尽管SERDES系统实现了甚高速数据传输(诸如10吉比特每秒或者甚至更高的速率)，但是发射机与接收机之间的差分串行数据信道的传输特性在跨对应的5Ghz的奈奎斯特带宽上是非线性的。相反，该信道具有减小数据带宽的较高频率部分的振幅的频率相关响应。为了抵消结果得到的失真，SERDES接收机包括跨频谱是非线性的、但是取而代之增强所接收到的数据频谱的较高频带的放大器。

为了提供如图1中所示的这一取决于频率的放大，常规的SERDES接收机放大器可包括驱动第二级跨阻放大器级110的第一级跨导放大器级105。在第一级105内，一对差分晶体管M1和M2由电流源I₁和I₂来偏置。这些电流源结合地创建一偏置电流，该偏置电流响应于从分别驱动晶体管M1和M2的栅极的输入电压IN和INX形成的差分输入电压而在晶体管M1与M2之间被引导。由晶体管M1和M2传导的电流中结果得到的差值在它们的漏极处产生电压差，这些漏极是通过负载电阻R_L耦合至电源的。第二级110中的跨阻放大器115将跨晶体管的漏极的差分电压放大到从输出电压OUT和OUTX形成的差分输出电压中。第二级110包括由一对差分晶体管M3和M4形成的负反馈环路，该对差分晶体管M3和M4由电流源I₃来偏置。例如，假设晶体管M3的漏极电压VM3比晶体管M4的漏极电压VM4高。跨阻放大器115将随后摆动比输出电压OUT更高的输出电压OUTX。如果漏极电压中的这一变化是相对较低的频率，则输出电压OUTX的高值将穿过低通滤波器(LPF)以导通晶体管M4。晶体管M4随后将使它的漏极电压VM4放电，这减小了漏极电压VM3和VM4之间的差值。相反，如果漏极电压中的该变化是相对较高的频率，则漏极电压VM3将保持比漏极电压VM4更高。通过低通滤波器以及该对差分晶体管M3和M4的负反馈由此减小了较低频率处的第二级放大器110的增益。但是，该增益的减小要求漏极电压VM3和VM4的放电，并且由此增大功耗。此外，将两级用于放大需求大量的管芯面积。

相应地，在本领域中需要在宽带带宽上提供高频增强，而同时具有更大的密度和降低的功率需求的改进的放大器。

概述

提供了具有一对差分晶体管的放大器，该对差分晶体管由跨其栅极的差分输入电压驱动以产生跨该对差分晶体管的一对输出端子的差分输出电压。第一负载电阻器以及第一跨导体耦合至第一输出端子。类似地，第二负载电阻器以及第二跨导体耦合至剩余的第二输出端子。放大器还包括将差分输出电压滤波以产生经滤波的差分电压的高通滤波器。

在经滤波的差分电压为零时，诸跨导体被偏置以各自驱动偏置电流通过对应的差分晶体管对。因为每个跨导体将随后传导相同的偏置电流，所以由偏置电流之间的差值定义的差分偏置电流将等于零。随着经滤波的差分电压从零增大，差分偏置电流从零增大。放大器的带宽和高频增益随后相应地通过跨导体从该正反馈增大。相反，增大带宽和增益的常规解决方案是简单地用减小电阻的负载电阻器来替换负载电阻器，但是这种增大造成跨所有频率通过负载电阻器的增大的电流损耗。本文中所公开的放大器在较高的频率处获得该增大的增益以及增大的宽度，但是节省功率，因为负载电阻器可相应地保留相对较高的电阻以减小功耗。可通过以下详细描述更好地领会这些以及其他有利特征。

附图简述

图1是现有技术放大器的示意图。

图2是根据本公开的实施例的放大器的示意图。

图3是解说具有和不具有正反馈的图2的放大器的频率响应。

图4解说了可各自纳入图2的放大器的三个接收机放大器的串行安排。

图5示出了跨导体晶体管的多个实例化以及图2的放大器中的对应的启用晶体管。

图6是根据本公开的实施例的示例放大方法的流程图。

详细描述

提供了包括各自具有耦合至对应的负载电阻器的第一端子的一对差分晶体管的单级放大器。该对差分晶体管的栅极形成放大器的一对差分输入节点。该对差分晶体管基于跨它们的栅极的差分输入电压来引导尾电流。该差分对中的第一晶体管具有耦合至第一负载电阻器的第一端子。类似地，该差分对中剩余的第二晶体管具有耦合至第二负载电阻器的第一端子。第一晶体管的第二端子耦合至第一电流源。类似地，第二晶体管的第二端子耦合至第二电流源。两个电流源都被偏置以传导相同的偏置电流，该偏置电流组合地形成在差分晶体管之间引导的尾电流。可变电容器和可变电阻器可被耦合在第二端子之间。

取决于跨它们的栅极施加的差分输入电压，与该差分对中剩余的晶体管相比，来自电流源的尾电流中的较多尾电流将通过差分对中的第一和第二晶体管之一来引导。通过该差分对来引导的此电流也通过相应的负载电阻器来引导尾电流。取决于通过每一个负载电阻器来引导的电流量，在差分对中的晶体管的第一端子处产生相应的欧姆电压变化。以此方式，通过该对差分晶体管来引导的电流产生跨它们的第一端子的差分输出电压。

该对差分晶体管的第一端子还耦合至诸如跨导体晶体管之类的跨导体。例如，第一跨导体晶体管可耦合至第一晶体管的第一端子。类似地，第二跨导体晶体管可耦合至第二晶体管的第一端子。高通滤波器将跨差分对中的晶体管的第一端子的差分输出电压进行滤波以产生经高通滤波的差分电压。在经高通滤波的差分电压为零(DC)时，每一个跨导体晶体管都被偏置以传导DC偏置电流。在DC时，差分偏置电流(通过每一个跨导体来传导的电流之间的差值)也将等于零。跨导体晶体管通过增大差分偏置电流来响应经高通滤波的差分电压的增大。例如，高通滤波器可包括第一高通滤波器和第二高通滤波器。第一高通滤波器耦合在差分对中的第一晶体管的第一端子与第二跨导体晶体管的栅极之间。以此方式，由第二跨导体晶体管传导的电流响应于差分输入电压中的高频变化而交替地从其DC偏置值增大和减小。类似地，第二高通滤波器耦合在差分对中的第二晶体管的第一端子与第一跨导体晶体管的栅极之间。通过第一跨导体晶体管传导的电流将由此响应于差分输入电压中的高频变化而交替地从其DC偏置值增大和减小。

注意，通过跨导体晶体管来传导的差分偏置电流的增大会增大放大器的增益，该增益由差分输出电压与差分输入电压的比值来定义。由此，跨导体晶体管响应于差分输入电压中的相对较高频率的变化而提供正反馈，这增大了放大器的带宽。在现有技术中，通过减小负载电阻器的负载电阻来增大带宽和高频增益。通过所公开的放大器中的跨导体晶体管的正反馈由此类似于在差分输入电压的高频区间期间提供减小它们的电阻的自适应负载电阻器。这是相当有利的，因为在没有电流损耗的情况下获得了宽的带宽，该电流损耗原本将由于具有跨所有频率减小的电阻的负载电阻器的常规使用而引起。

一般而言，差分输入电压将取决于数据内容而具有不同数量的高频和低频区间或周期。例如，要被传送的数据可以使得差分输入电压每一比特周期都改变状态。在此时间期间，差分输入电压中的变化将是相对较高频的。相反，要被传送的数据可以使得差分输入电压不是每一比特周期都改变状态。在此周期期间的差分输入电压中的变化将是相对较低频的。在差分输入电压中的高频变化期间通过跨导体晶体管的正反馈增大了放大器的增益和带宽，而没有关于图1的常规两级放大器所讨论的功率惩罚。具体而言，在没有来自所需要的附加放大级的管芯面积需求以及没有来自使用负反馈以减小低频增益的过量电流需求和功耗的情况下，增大了带宽。

该对差分晶体管可包括一对NMOS晶体管或一对PMOS晶体管。在PMOS实施例中，该对差分晶体管的第一端子将通过负载电阻器来耦合至接地。相反，在NMOS实施例中，第一端子通过负载电阻器来耦合至供电节点。以下讨论不失一般性地涉及NMOS差分对实施例。

图2中示出了示例放大器200。NMOS晶体管M1和M2形成引导由来自电流源NMOS晶体管M3和M4的偏置电流形成的尾电流的一对差分晶体管，该电流源NMOS晶体管M3和M4使其源极耦合至接地。差分对晶体管M1的源极耦合至电流源晶体管M3的漏极。差分对晶体管M2的源极耦合至电流源晶体管M4的漏极。偏置电压n偏置(nbias)驱动电流源晶体管M3和M4的栅极以建立在差分对晶体管M1与M2之间被引导的尾电流。引导尾电流的差分输入电压包括驱动差分对晶体管M1的栅极的输入电压“输入p”(inp)和驱动差分对晶体管M2的栅极的互补输入电压“输入m”(inm)。随着输入电压“输入p”循环高于互补输入电压“输入m”，与通过差分对晶体管M2引导的剩余电流相比，越来越多的由电流源晶体管M3和M4建立的尾电流通过差分对晶体管M1来引导。相反，随着互补电压“输入m”循环高于输入电压“输入p”，与通过差分对晶体管M1引导的剩余电流相比，越来越多的尾电流通过差分对晶体管M2来引导。

对尾电流的这一引导产生跨分别耦合至差分对晶体管M1和M2的漏极的一对负载晶体管RL的欧姆电压降。每一个负载电阻器RL还耦合至提供电源电压VDD的供电节点。如果差分输入电压使得所有的偏置电流通过差分对晶体管M1来引导，则基本上没有电流流过差分对晶体管M2。由此，不存在跨耦合至差分对晶体管M2的漏极的负载电阻器RL的欧姆电压降，以使得差分对晶体管M2的漏极电压“输出p”(outp)被充电至VDD。相反，取决于对应的负载电阻器RL中的欧姆损耗，差分对晶体管M1的漏极电压“输出n”(outn)随后将朝接地放电。为了减小驱动差分对晶体管M1和M2的栅极中的米勒效应，电容器C1耦合在差分对晶体管M1的栅极与差分对晶体管M2的漏极之间。类似地，电容器C2耦合在差分对晶体管M2的栅极与差分对晶体管M1的漏极之间。

对应的跨导体晶体管耦合至每一个差分对晶体管的漏极。例如，跨导体PMOS晶体管P4耦合至差分对晶体管M1的漏极。对应的跨导体PMOS晶体管P6耦合至差分对晶体管M2的漏极。如果不存在这些跨导体晶体管，则将仅由耦合至差分对晶体管M1和M2的源极的RC网络来产生由输出电压“输出p”和“输出m”定义的差分输出电压的高频增强。鉴于此，RC网络中的一对可变电阻器Rs耦合在差分对晶体管M1与M2的源极之间。另外，RC网络中的剩余的一对可变电容器Cs耦合在差分对晶体管M1与M2的源极之间。将领会，单个可变电阻器可被用来替代该对可变电阻器Rs。类似地，单个可变电容器可被用来替代该对可变电容器Cs。

在一个实施例中，PMOS跨导体晶体管可被认为包括用于响应于经高通滤波的差分电压而增大增益的装置，其中该增益是由差分输出电压与差分输入电压的比值来定义的。

在没有来自跨导体晶体管P4和P6的正反馈的情况下，来自可变电阻器Rs的电阻量和来自可变电容器Cs的电容量确定关于由输入电压“输入p”和“输入m”所定义的差分输入电压到由输出电压“输出p”和“输出m”所定义的差分输出电压中的放大的高频增强。图3示出放大器200的示例频率响应300，其中如本文中进一步讨论的，跨导体晶体管P4和P6被禁用。在此种情形中，高频增强仅由耦合至差分对晶体管M1和M2的源极的RC网络来建立。对于具有频率响应300的实施例而言，被放大的数据信号的带宽为约5GHz。与频率响应300相反，图3中示出的频率响应305对应于启用跨导体晶体管P4和P6。作为此启用的结果，与频率响应300相比，频率响应305具有增大的带宽以及高频响应的附加增强。

由可变电阻器Rs和可变电容器Cs形成的RC网络可在替换实施例中被改变。例如，如果可变电容器Cs被消除，则频率响应将是平的，因为它将不具有如频率响应300和305所示的高频尖峰。可由此形成放大器200的串联链，其中一些放大器200包括可变电容器Rs而其他的将不包括。例如，图4解说了可变增益放大器(VGA)、连续时间线性均衡器(CTLE)放大器、以及求和放大器的串联链。每一个放大器可以类似地如关于图2的放大器200讨论的那样来构建。然而，在VGA放大器中，可变电容器Cs被消除以使得对于较高频率而言不存在尖峰。VGA放大器的VGA增益设置将取而代之控制可变电阻器Rs的可变电阻量。相反，CTLE放大器可包括可变电容器Cs以使得CTLE放大器的线性均衡器增益设置确定高频尖峰的量，诸如图3中的频率响应305所示。最终，求和放大器可排除可变电容器Cs并且将可变电阻器Rs替换为固定电阻。由此对于求和放大器而言将没有增益设置。

一般而言，对于将由差分输出电压驱动的任何端点而言，放大器200所期望的频率响应的类型取决于负载电容CL(未解说)。该负载电容结合负载电阻器RL的电阻影响放大器200的频率响应的极点。放大器200包括一对高通滤波器205和210，它们结合跨导体晶体管P4和P6来增大该极点的值，以便扩展频率响应305的带宽。具体而言，高通滤波器205包括从差分对晶体管M1的漏极耦合至跨导体晶体管P6的栅极的电容器Cf。高通滤波器205还包括耦合在携带偏置电压“p偏置”(pbias)的节点与跨导体晶体管P6的栅极之间的电阻器Rf。替代输出电压“输出m”中的高频变化，偏置电压“p偏置”驱动跨导体晶体管P6的栅极以建立其DC偏置电流。高通滤波器210类似于高通滤波器205，因为高通滤波器210也包含从差分对晶体管M2的漏极耦合至跨导体晶体管P4的栅极的电容器Cf。另外，高通滤波器210包括从“p偏置”电压节点耦合至跨导体晶体管P6的栅极的电阻器Rf。

如果输入电压“输入p”足够高于互补输入电压“输入m”，则输出电压“输出m”将朝接地放电，而输出电压“输出p”将朝VDD充电。如果差分输入电压中的该特定变化是高频变化，则高通滤波器205将向跨导体晶体管P6的栅极传导输出电压“输出m”的降低的电压。跨导体晶体管P6随后传导更多的电流(与由偏置电压“p偏置”建立的任何DC偏置值相比)，这使得输出电压“输出p”朝VDD推升得甚至更高。进而，输出电压“输出p”的该突然增大通过高通滤波器210来滤波以截止跨导体晶体管P4，以使得输出电压“输出m”可甚至更低地朝接地放电。通过跨导体晶体管P4和P6来传导的差分偏置电流中的该增大也通过差分对晶体管M1和M2来传导。响应于差分输入电压中的高频变化的正反馈会增大放大器200的带宽和高频增益。这是非常有利的，因为负载电阻器RL的负载电阻可随后维持在相对较高的值以降低功耗。相反，减小负载电阻以增大带宽的现有技术实践会增大功耗。

在互补输入电压“输入m”足够高于输入电压“输入p”时发生类似效应。对于此类变化，输出电压“输出m”将朝VDD充电，而输出电压“输出p”将朝接地放电。如果差分输入电压中的该变化足够突然(高频)，则高通滤波器210将向跨导体晶体管P4的栅极传递输出电压“输出p”的低电压状态。与其DC偏置值(如由偏置电压p偏置建立的)相比，通过跨导体晶体管P4的电流将随后被增大，以进一步朝VDD推升输出电压“输出m”。高通滤波器205向跨导体晶体管P6的栅极传递输出电压“输出m”的这一突然较高的值，跨导体晶体管P6随后传递更少的电流以使得输出电压“输出p”可进一步朝接地放电。以此方式，高通滤波器210和205结合跨导体晶体管P4和P6提供正反馈，以响应于差分输入电压中的高频变化而跨差分对晶体管M1和M2的漏极来推升差分输出电压。

在没有该正反馈的情况下，负载电容和负载电容器RL的电阻定义放大器200的固有频率，该固有频率控制其带宽。正是该固有频率控制图3的频率响应300中高于5GHz的滚降。如果负载电容较高，则现有技术放大器将需要减小负载电阻以维持足够的带宽和增益。但是，负载电阻的此类减小会增大通过差分对晶体管M1和M2来放电的电流量，并且由此增大功耗。相反，本文中所公开的正反馈使得带宽能够被维持而无需要求负载电阻的此类减小，并且由此节省功率。可以证明，具有被启用的跨导体晶体管P4和P6的放大器200的固有频率等于负载电阻RL、负载电容CL、高通滤波器电容Cf、以及高通滤波器电阻Rf的乘积的倒数的平方根。由此，与将在没有正反馈的情况下发生的固有频率相比(该固有频率将取而代之等于负载电阻RL和负载电容CL的乘积的倒数的平方根)，高通电容Cf和高通电阻Rf扩展了固有频率。

为了提供自适应地调谐正反馈量并且由此推升差分输出电压中的较高频率分量的能力，跨导体晶体管P4和P6可各自包括对应的多个晶体管，该多个晶体管中的每个晶体管由启用信号控制。具体而言，跨导体晶体管P4可包括各自通过对应的开关(诸如对应的晶体管P2)来耦合至供电节点的多个跨导体晶体管P4。每一个晶体管P2是由确定对应的跨导体晶体管P4是否将对任何正反馈作出贡献的启用信号en来控制的。类似地，每一个跨导体晶体管P6可包括各自通过对应的开关(诸如对应的晶体管P5)来耦合至供电节点的多个跨导体晶体管P6。启用信号en控制对应的跨导体晶体管P6是否将对任何正反馈作出贡献。

复数个晶体管P5和P6的示例实施例在图5中示出。存在m个晶体管P5，范围从第零晶体管P5₀到第(m-1)晶体管P5_m-1，其中m是复数(plural)正整数。每一个P5晶体管使其源极耦合至用于提供电源电压VDD的电源节点。另外，存在m个对应的跨导体晶体管P6，范围从第零晶体管P6₀到第(m-1)晶体管P6_m-1。每一个跨导体晶体管P6的源极耦合至对应的晶体管P5的漏极。m比特宽的启用字en<0:m-1>驱动P5晶体管的栅极。具体而言，启用比特en<0>驱动P5₀晶体管的栅极，启用比特en<1>驱动P5₁晶体管的栅极，以此类推，以使得启用比特en<m-1>驱动P5_m-1晶体管的栅极。启用比特通过变为低来断言以使得对应的P5晶体管导通。如果P6晶体管对应的P5晶体管被启用以导通，则P6晶体管可提供如以上讨论的正反馈。P4和P2晶体管被类似地安排。

为了不论经断言的启用比特的数目如何皆保持输出节点的DC偏置不变化，多个PMOS跨导体晶体管(P8)对应于多个P6跨导体晶体管。类似地，多个PMOS跨导体晶体管(P3)对应于多个P4跨导体晶体管。P3和P8跨导体晶体管的栅极由偏置电压“p偏置”来偏置。P4和P6跨导体晶体管的栅极由图2的高通滤波器205和210产生的“p偏置”的HF增强版本来偏置。由此，偏置电压“p偏置”确定输出节点的DC偏置。每一个P8晶体管的源极耦合至对应的PMOS晶体管(P7)的漏极，PMOS晶体管(P7)使其源极绑定至供电节点。类似于P8和P7晶体管的安排，每一个P3晶体管的源极耦合至对应的PMOS晶体管(P1)的漏极，PMOS晶体管(P1)使其源极耦合至供电节点。互补启用字en_b<0:m-1>驱动P1和P7晶体管的栅极。具体地，第零启用比特en_b<0>驱动第零P1晶体管和第零P7晶体管的栅极。类似地，第一启用比特en_b<1>驱动第一P1晶体管和第一P7晶体管的栅极，以此类推，以使得最后启用比特en_b<m-1>驱动最后第(m-1)P1晶体管和最后第(m-1)P7晶体管的栅极。

可参考以下示例实施例更好地领会启用比特和互补启用比特的互补特性，其中P1,、P2、P3、P4、P5、P6、P7、和P8晶体管中的每一个晶体管的数目m等于8。例如，假设启用比特使得P2和P5晶体管中的六个晶体管是导通的。对应的六个P4跨导体晶体管以及对应的六个P6跨导体晶体管将由此提供如以上关于放大器200所讨论的正反馈。在此类情形中，将随后存在P7晶体管中的两个以及P1晶体管中的两个使其en_b比特被断言为低，以使得它们将是导通的。对应的两个P3跨导体晶体管以及对应的两个P8跨导体晶体管将随后根据偏置电压“p偏置”来传导。更一般地，如果启用比特中的i被断言，则互补启用比特中的m-i将被断言，其中i是大于或对于零且小于或等于m的整数。

通过改变被启用以提供正反馈的P4和P6跨导体晶体管的数目，可相应地改变对结果得到的固有频率的影响并且由此改变放大器200的带宽扩展。此外，也可以相应地改变图3的频率响应305的高频增强的程度。再次参照图4，经启用的P4和P6跨导体晶体管的数目是VGA和CTLE放大器的增益设置的一部分。在求和放大器中，此数目可以是固定的，诸如启用每一个可能的P4和P6跨导体晶体管以提供正反馈。现在将讨论一种示例操作方法。

图6中示出了用于放大器的示例操作方法的流程图。动作600包括：响应于差分输入电压而通过差分对晶体管来引导尾电流以产生差分输出电压。响应于包括输入电压“输入p”和“输入m”的差分输入电压而通过差分对晶体管M1和M2来引导偏置电流以产生包括输出电压“输出p”和“输出m”的差分输出电压是动作600的示例。动作605包括将差分输出电压进行高通滤波以产生经高通滤波的差分电压。P4和P6跨导体晶体管的栅极电压之间的差值是此类经高通滤波的差分电压的示例。最后，动作610包括将经高通滤波的差分电压跨导为通过该对差分晶体管来传导的差分偏置电流。P6和P4跨导体晶体管提供将其栅极处经高通滤波的差分电压跨导为通过该对差分晶体管M1和M2来驱动的差分偏置电流的示例。

如本领域普通技术人员至此将领会的并取决于手头的具体应用，可以在本公开的设备的材料、装置、配置和使用方法上做出许多修改、替换和变动而不会脱离本公开的精神和范围。有鉴于此，本公开的范围不应当被限定于本文所解说和描述的特定实施例(因为其仅是作为本公开的一些示例)，而应当与所附权利要求及其功能等同方案完全相当。