一种用于压力传感器的温度补偿电路及其模拟结果的量化方法及其温度传感器工作方法与流程

本发明属于MEMS汽车传感器技术领域，具体涉及一种用于压力传感器的温度补偿技术。

背景技术：

汽车用MEMS压力传感器由于其温度的非线性需要基于当前温度对压力数据进行补偿,线性温度传感器在汽车压力传感器中应用时,主要存在如下问题：

一是应用场合工作温度宽,片上集成的温度传感器很难在整个范围内保持数据准确，导致在极高或极低温度时测量误差过大，根据不同应用，会引起汽车对进气量或者油压检测的错误，进而产生积碳、死火、动力下降或者刹车失灵等问题；

二是应用场合要求不断降低功耗，本设计通过与压力传感器协同设计，使压力传感器和温度传感器共享某些模块，降低了整体的功耗；

三是车用压力传感器对其中解调电路的成本要求很苛刻，需要温度传感器的面积不断降低；

四是应用场合需要温度传感器响应速度提高。

技术实现要素：

本发明未解决背景技术中存在的问题，提出一种用于压力传感器的温度补偿电路及其模拟结果的量化方法及其温度传感器工作方法。

技术方案：

本发明公开了一种用于压力传感器的温度补偿电路，它包括温度传感器、信号积分模块、算法A/D模块、数字信号处理模块，温度传感器的第一输入端接信号积分模块的输出，温度传感器的第二输入端接电源地，根据整体模块是在进行一阶IncrementalΣ△ADC的操作还是在进行量化噪声的重采样决定温度传感器的输入选择信号积分模块的输出还是电源地；温度传感器的输出连接信号积分模块的输入，所述温度传感器包含开关和器件动态匹配模块；信号积分模块的输出一方面连接温度传感器的输入，另一方面连接算法A/D模块的输入；算法A/D模块的输出一方面连接数字信号处理模块的输入，另一方面反馈至算法A/D模块的求和模块，通过算法A/D模块进行模拟信号的量化；数字信号处理模块输出信号，数字信号处理模块实现三方面功能：一是控制温度传感器中的开关和器件动态匹配模块的工作，利用斩波和器件动态匹配技术降低了温度参考电压的失调误差、失调误差的温漂、低频闪烁噪声和器件间的失配误差；二是控制信号积分模块中相关双采样的时序，使用相关双采样技术降低了反馈电压共模变化对输出差模信号的影响；三是控制温度传感器的输入选择，存储算法A/D模块的输出，实现对一阶∑△ADC残余量化噪声重新采样的操作，可以在保持较高整体精度的同时极大的降低抽取率，从而缩短温度传感器的响应时间。

优选的，所述温度传感器包括两个比例恒流源、开关和器件动态匹配模块、两个比例PNP晶体管、两个反馈开关，温度传感器的第一输入端分别连接两个比例恒流源；两个比例恒流源经过开关和器件动态匹配模块连接于两个比例PNP晶体管的激励端，实现根据反馈的信号输出正温度系数电压或者负温度系数电压的功能；开关和器件动态匹配模块通过动态随机选择电流流过的路径，降低温度参考电压的失调误差、失调误差的温漂、低频闪烁噪声和器件间的失配误差；开关和器件动态匹配模块还包括三个输入端，分别为第i个时钟周期结束时算法A/D模块的数字输出D_i、第一相位φ₁、第二相位φ₂；所述两个反馈开关分别连接在两个比例PNP晶体管的发射极和集电极之间；两个比例PNP晶体管的基极和集电极均接于电源地。

优选的，所述信号积分模块包括顺次连接的采样保持模块、求和模块、倍增模块、积分模块。

优选的，所述信号积分模块的具体电路包括采样电容、反馈电容、运放电路，采样电容为四个，每组两个以并联形式接于温度传感器的输出与运放电路的输入之间，在每组中的一个支路上连接采样开关；反馈电容为两个，分别连接在运放电路的正输入与负输出、负输入与正输出之间；其中：采样电容配合采样开关构成所述采样保持模块；采样电荷与反馈电荷在采样电容上极板的相加构成所述求和模块；反馈电容配合运放电路共同构成所述倍增模块和积分模块。

优选的，所述算法A/D模块采用双阈值比较器构成，重采样时，比较器的输入失调电压不会被∑△ADC调制，而是直接影响输出结果，所以采用双阈值比较器构成算法A/D模块来降低比较器对精度的影响。

本发明还公开了一种用于压力传感器的温度补偿电路模拟结果的量化方法，它在温度传感器、信号积分模块、算法A/D模块、数字信号处理模块复位的头N个周期使温度传感器的转换器工作在一阶∑△ADC采样的模式，N个周期后由算法A/D模块进行采样；以此来提高整体转换速率，同时保证精度，两种模式的切换通过温度传感器中的MUX以及时序控制实现。

优选的，它包括以下步骤：

步骤一：温度传感器、信号积分模块、算法A/D模块、数字信号处理模块复位，将温度传感器的输入选择为第一输入端，即信号积分模块的输出送给温度传感器的输入；当温度传感器的转换器工作在头N个周期结束时，积分模块的输出电压V_N为：

$V_N=V_0+\[N\·Vin-Vref\·\left(\underset{i=0}{\overset{N-1}{\Σ}}{D}_i\right)\]\·K---\left(1\right)$

其中：Vin为输入电压，V₀为开始转换前的复位相的积分模块的输出电压，Vref为温度传感器反馈的参考电压，D_i为第i个时钟周期结束时算法A/D模块的数字输出，K为倍增模块的增益，N为积分周期；

在复位相令V₀＝0，D₀＝0，则：

$V_N=\[N\·Vin-Vref\·\left(\underset{i=1}{\overset{N-1}{\Σ}}{D}_i\right)\]\·K---\left(2\right)$

在第N+1个周期时，令采样相的输入电压Vin为零，由式(2)可得：

$V_{N+1}=\[N\·Vin-Vref\·\left(\underset{i=1}{\overset{N}{\Σ}}{D}_i\right)\]\·K---\left(3\right)$

所以：

$\frac{Vin}{Vref}=\frac{\underset{i=1}{\overset{N}{\Σ}}{D}_i}{N}+\frac{V_{N+1}}{K\·Vref\·N}---\left(4\right)$

由式(4)可知，N个周期的数字输出的算术平均值用来表示输入电压Vin的大小，误差为：

$\frac{V_{N+1}}{K\·Vref\·N}---\left(5\right);$

步骤二：对N个周期后的量化误差V_N+1用算法A/D模块继续采样，对残余量化噪声V_N+1重新采样，可以在保持较高整体精度的同时极大的降低抽取率，从而缩短温度传感器的响应时间；由式(5)可见，倍增模块的增益K越高，积分周期数N越多，最终的误差越小，而倍增模块(11)增益由于影响输入动态范围，所以可调的空间不大；而如果单纯依靠提高积分周期N来提高分辨率，那么要达到nbit的精度，积分周期至少要等于N＝2^nbit+1，这对于10bit以上的分辨率要求是不可接受的，所以，本发明对N周期后的量化误差V_N+1继续用算法A/D模块采样，来进一步减小量化误差；

步骤三：在数字信号处理模块中将步骤二得到的结果拼接到步骤一结果的低位。

优选的，数字信号处理模块中的采样电容容抗为C_S，反馈电容容抗为C_i，倍增模块的增益K＝C_s/C_i。

本发明还公开了一种用于压力传感器的温度补偿电路的温度传感器工作方法，它包括以下步骤：

步骤一：一阶Σ△ADC采样：

反馈电压为+Vref和-Vref的情况下，如式(3)所示：

$V_{N+1}=\[N\·Vin-Vref\·\left(\underset{i=1}{\overset{N}{\Σ}}{D}_i\right)\]\·K---\left(3\right)$

其中：Vin为输入电压，Vref为温度传感器反馈的参考电压，D_i为第i个时钟周期结束时算法A/D模块的数字输出，K为倍增模块的增益，N为积分周期；

所以：

$\frac{Vin}{Vref}=\frac{\underset{i=1}{\overset{N}{\Σ}}{D}_i}{N}+\frac{V_{N+1}}{K\·Vref\·N}---\left(4\right)$

令D_i为1时，D_i*Vref＝Vbe，D_i为0时，D_i*Vref＝-aΔVbe，Vbe为两个比例PNP晶体管(7)的基极与发射极电压，那么：

$\underset{i=1}{\overset{N}{\Σ}}{D}_i\·Vref=P\·Vbe-(N-P)\·a\·\mathrm{\Δ}Vbe---\left(6\right)$

其中：P为N个周期里D_i为正的个数，把式(6)带入式(4)可得：

$Vin=\frac{P\·Vbe-(N-P)\·a\·\mathrm{\Δ}Vbe}{N}+\frac{V_{N+1}}{K\·N}---\left(7\right)$

令Vin＝1，则由式(7)可得：

$\frac{a\·\mathrm{\Δ}Vbe}{Vbe+a\·\mathrm{\Δ}Vbe}=\frac{P}{N}+\frac{V_{N+1}}{K\·N\·(Vbe+a\·\mathrm{\Δ}Vbe)}---\left(8\right)$

其中：是正比于温度的电压值，是温度的数字表示，误差为：

$\frac{V_{N+1}}{K\·N\·(Vbe+a\·\mathrm{\Δ}Vbe)}---\left(9\right)$

此时，形成带隙基准中运放的输入失调已经不会直接影响测量结果，而只会影响温度传感器中两个比例恒流源Ibias、n*Ibias的大小；使用开关和器件动态匹配模块将，通过最终的求和取平均来消除电流失配的影响；和传统的结构相比，由于比较器输出D_i的值不同，反馈回的参考电压的值是不一样的，所以会引起不同数字输出，运放的输入共模电压也不同的现象，当共模抑制比不够高的情况下，共模的抖动会变为差模信号，由于不同反馈这个差模信号都不同，会使测试结果变差很多。所以，我们先用第一相位φ₁相把输入共模采下来，在第二相位φ₂时，运放的输入共模就依然是φ₁相确定的值；

步骤二：量化噪声重采样：

如式(9)所示，量化噪声依然很大，在N+2周期时，把信号积分模块的输出V_N+1通过开关和器件动态匹配模块连接到算法A/D模块的采样保持电路上，在第N+M+1周期结束时，信号积分模块的输出电压为：

$V_{N+M+1}=V_{N+1}\·{(1+K)}^M-K\·Vref\·\underset{j=1}{\overset{M}{\Σ}}\[D_{N+j}\·{(1+K)}^{M-j}\]---\left(10\right)$

令后M各周期反馈的电压为Vbe+a·ΔVbe，则由式(10)可得：

$\frac{V_{N+1}}{K\·(Vbe+a\·\mathrm{\Δ}Vbe)}=\underset{j=1}{\overset{M}{\Σ}}\[D_{N+j}\·{(1+K)}^{-j}\]+\frac{V_{N+M+1}}{K\·(Vbe+a\·\mathrm{\Δ}Vbe)\·{(1+K)}^M}---\left(11\right)$

选择K＝1，把式(11)带入式(8)可得：

$\frac{a\·\mathrm{\Δ}Vbe}{Vbe+a\·\mathrm{\Δ}Vbe}=\frac{P}{N}+\frac{\underset{j=1}{\overset{M}{\Σ}}(D_{N+j}\·2^{-j})}{N}+\frac{{\mathrm{\ϵ}}_{rCM}}{N}+\frac{V_{N+M+1}}{(Vbe+a\·\mathrm{\Δ}Vbe)\·N\·2^M}---\left(12\right)$

其中：为电容失配引起的误差，为重采样后最终残余的量化误差，与式(9)相比，量化误差减为之前的对于10bit的应用，我们可以选择N＝2⁶＝32,M＝5，一共需要38个周期，相比之前的2¹¹＝2048个周期，缩短相当明显，而硬件成本基本没有增加；同时，在式(12)中，随着量化噪声的减小，电容失配和比较器输入失调电压引入的误差开始变得明显，集成电路上的电容匹配可以做到0.1％，且这个误差还要被N除，所以电容失配的误差可以足够小，算法A/D模块采用1.5bit的双阈值比较器来减小比较器输入失调电压。

优选的，数字信号处理模块中的采样电容容抗为C_S，反馈电容容抗为C_i，倍增模块的增益K＝C_s/C_i。

本发明的有益效果

本发明由于采用了上述结构，与现有技术相比，具有的有益效果是：本文所提技术极大拓宽了工作温度范围，较好的控制了功耗，降低了成本，综合了∑△A/D转换器精度高和算法A/D转换器计算速度快的优点。

附图说明

图1为温度补偿电路的整体结构图

图2为温度传感器的电路图

图3为信号积分模块的组成子模块

图4为信号积分模块的电路图

具体实施方式

下面结合实施例对本发明作进一步说明，但本发明的保护范围不限于此：

实施例1，结合图1，一种用于压力传感器的温度补偿电路，它包括温度传感器(1)、信号积分模块(2)、算法A/D模块(3)、数字信号处理模块(4)，温度传感器(1)的第一输入端接信号积分模块(2)的输出，温度传感器(1)的第二输入端接电源地，根据整体模块是在进行一阶IncrementalΣ△ADC的操作还是在进行量化噪声的重采样决定温度传感器(1)的输入选择信号积分模块(2)的输出还是电源地；温度传感器(1)的输出连接信号积分模块(2)的输入，所述温度传感器(1)包含开关和器件动态匹配模块(6)；信号积分模块(2)的输出一方面连接温度传感器(1)的输入，另一方面连接算法A/D模块(3)的输入；算法A/D模块(3)的输出一方面连接数字信号处理模块(4)的输入，另一方面反馈至算法A/D模块(3)的求和模块(10)，通过算法A/D模块(3)进行模拟信号的量化；数字信号处理模块(4)输出信号，数字信号处理模块(4)实现三方面功能：一是控制温度传感器(1)中的开关和器件动态匹配模块(6)的工作，利用斩波和器件动态匹配技术降低了温度参考电压的失调误差、失调误差的温漂、低频闪烁噪声和器件间的失配误差；二是控制信号积分模块(2)中相关双采样的时序，使用相关双采样技术降低了反馈电压共模变化对输出差模信号的影响；三是控制温度传感器(1)的输入选择，存储算法A/D模块(3)的输出，实现对一阶∑△ADC残余量化噪声重新采样的操作，可以在保持较高整体精度的同时极大的降低抽取率，从而缩短温度传感器的响应时间。

实施例2：结合图2，如实施例1所述的一种用于压力传感器的温度补偿电路，所述温度传感器(1)包括两个比例恒流源(5)、开关和器件动态匹配模块(6)、两个比例PNP晶体管(7)、两个反馈开关(8)，温度传感器(1)的第一输入端分别连接两个比例恒流源(5)；两个比例恒流源(5)经过开关和器件动态匹配模块(6)连接于两个比例PNP晶体管(7)的激励端，实现根据反馈的信号输出正温度系数电压或者负温度系数电压的功能；开关和器件动态匹配模块(6)通过动态随机选择电流流过的路径，降低温度参考电压的失调误差、失调误差的温漂、低频闪烁噪声和器件间的失配误差；开关和器件动态匹配模块(6)还包括三个输入端，分别为第i个时钟周期结束时算法A/D模块(3)的数字输出D_i、第一相位φ₁、第二相位φ₂；所述两个反馈开关(8)分别连接在两个比例PNP晶体管(7)的发射极和集电极之间；两个比例PNP晶体管(7)的基极和集电极均接于电源地。

实施例3：结合图3，如实施例1所述的一种用于压力传感器的温度补偿电路，所述信号积分模块(2)包括顺次连接的采样保持模块(9)、求和模块(10)、倍增模块(11)、积分模块(12)。

实施例4：结合图4，如实施例3所述的一种用于压力传感器的温度补偿电路，所述信号积分模块(2)的具体电路包括采样电容(13)、反馈电容(14)、运放电路(15)，采样电容(13)为四个，每组两个以并联形式接于温度传感器(1)的输出与运放电路(15)的输入之间，在每组中的一个支路上连接采样开关；反馈电容(14)为两个，分别连接在运放电路(15)的正输入与负输出、负输入与正输出之间；其中：采样电容(13)配合采样开关构成所述采样保持模块(9)；采样电荷与反馈电荷在采样电容(13)上极板的相加构成所述求和模块(10)；反馈电容(14)配合运放电路(15)共同构成所述倍增模块(11)和积分模块(12)。

实施例5：如实施例1所述的一种用于压力传感器的温度补偿电路，所述算法A/D模块(3)采用双阈值比较器构成，重采样时，比较器的输入失调电压不会被∑△ADC调制，而是直接影响输出结果，所以采用双阈值比较器构成算法A/D模块(3)来降低比较器对精度的影响。

实施例6：一种用于压力传感器的温度补偿电路模拟结果的量化方法，它在温度传感器(1)、信号积分模块(2)、算法A/D模块(3)、数字信号处理模块(4)复位的头N个周期使温度传感器(1)的转换器工作在一阶∑△ADC采样的模式，N个周期后由算法A/D模块(3)进行采样；以此来提高整体转换速率，同时保证精度，两种模式的切换通过温度传感器(1)中的MUX以及时序控制实现。

本发明的整个系统从功能上大体可以分为两部分：一是实现温度探测，二是实现模拟结果的量化。温度传感器一般使用中等精度，如10bit，为了节省面积，传统的温度传感器一般使用一阶Incremental∑△ADC，即用较高的过采样率再配合量化噪声整形技术降低带内的量化噪声以及热噪声。缺点是抽取率很高，即得到一个数所需要的周期数很多，如使用一阶∑△ADC，想要得到10bit分辨率所需要的采样周期数至少为2¹¹，而且每提高一位分辨率，采样周期就要加倍，虽然可以使用多阶∑△ADC来降低抽取率，但代价是需要额外的积分器，也就意味着面积和功耗的成倍增加。当然，也可以通过提高系统时钟来减少出一个数所消耗的时间，但较高的采样频率会加大电路设计难度以及功耗。

实施例7：如实施例6所述的一种用于压力传感器的温度补偿电路模拟结果的量化方法，它包括以下步骤：

步骤一：温度传感器(1)、信号积分模块(2)、算法A/D模块(3)、数字信号处理模块(4)复位，将温度传感器(1)的输入选择为第一输入端，即信号积分模块(2)的输出送给温度传感器(1)的输入；当温度传感器(1)的转换器工作在头N个周期结束时，积分模块(12)的输出电压V_N为：

$V_N=V_0+\[N\·Vin-Vref\·\left(\underset{i=0}{\overset{N-1}{\Σ}}{D}_i\right)\]\·K---\left(1\right)$

其中：Vin为输入电压，V₀为开始转换前的复位相的积分模块(12)的输出电压，Vref为温度传感器(1)反馈的参考电压，D_i为第i个时钟周期结束时算法A/D模块(3)的数字输出，K为倍增模块(11)的增益，N为积分周期；

在复位相令V₀＝0，D₀＝0，则：

$V_N=\[N\·Vin-Vref\·\left(\underset{i=1}{\overset{N-1}{\Σ}}{D}_i\right)\]\·K---\left(2\right)$

在第N+1个周期时，令采样相的输入电压Vin为零，由式(2)可得：

$V_{N+1}=\[N\·Vin-Vref\·\left(\underset{i=1}{\overset{N}{\Σ}}{D}_i\right)\]\·K---\left(3\right)$

所以：

$\frac{Vin}{Vref}=\frac{\underset{i=1}{\overset{N}{\Σ}}{D}_i}{N}+\frac{V_{N+1}}{K\·Vref\·N}---\left(4\right)$

由式(4)可知，N个周期的数字输出的算术平均值用来表示输入电压Vin的大小，误差为：

$\frac{V_{N+1}}{K\·Vref\·N}---\left(5\right);$

步骤二：对N个周期后的量化误差V_N+1用算法A/D模块(3)继续采样，对残余量化噪声V_N+1重新采样，可以在保持较高整体精度的同时极大的降低抽取率，从而缩短温度传感器的响应时间；由式(5)可见，倍增模块(11)的增益K越高，积分周期数N越多，最终的误差越小，而倍增模块(11)增益由于影响输入动态范围，所以可调的空间不大；而如果单纯依靠提高积分周期N来提高分辨率，那么要达到nbit的精度，积分周期至少要等于N＝2^nbit+1，这对于10bit以上的分辨率要求是不可接受的，所以，本发明对N周期后的量化误差V_N+1继续用算法A/D模块(3)采样，来进一步减小量化误差；

步骤三：在数字信号处理模块(4)中将步骤二得到的结果拼接到步骤一结果的低位。

实施例8：如实施例7所述的一种用于压力传感器的温度补偿电路模拟结果的量化方法，数字信号处理模块(4)中的采样电容(13)容抗为C_S，反馈电容(14)容抗为C_i，倍增模块(11)的增益K＝C_s/C_i。

温度传感器一般是选一个和温度成比例变化的电压信号作为A/D的输入，通过测量这个电压来推算现在的温度。一般选用两个衬底PNP管的Vbe电压差作为测温信号，因为ΔVbe＝Vtln(n)是一个与温度成理想线性的电压信号，尽管如此，由于A/D转换器的输出约等于输入电压与一个参考电压的比值，而要想让A/D的输出也和温度成理想线性关系，那么这个参考电压信号就要随温度一点不变，这在芯片上是很难实现的，虽然带隙基准电压随温度变化很小，但由于衬底PNP管有限的电流增益、饱和电流Is绝对值变化和温度的非线性、基极寄生串联电阻、电阻绝对值变化和相对失配、组成带隙基准的运放的输入失调电压和失调电压温漂以及温度高阶分量造成的曲率，使得想要得到一个和温度无关的电压非常困难，而在这众多影响因素中，运放的失调和曲率又是对最终结果的非线性影响最大的两个，所以，我们采用图2所示的结构，避免在模拟域中的加减法运算，使得运放失调不会出现在最终结果里。而曲率我们通过使用常用的提供一个稍微成正温度系数的参考电压来把曲率校正到足够小，上述所提影响因素的绝对值变化会影响曲率校正的效果，所以，还是要尽量减小绝对值的变化，首当其冲是运放输入失调，这里我们采用斩波(chopper)技术来消除运放输入失调的影响。

实施例9：一种用于压力传感器的温度补偿电路的温度传感器工作方法，它包括以下步骤：

步骤一：一阶Σ△ADC采样：

反馈电压为+Vref和-Vref的情况下，如式(3)所示：

$V_{N+1}=\[N\·Vin-Vref\·\left(\underset{i=1}{\overset{N}{\Σ}}{D}_i\right)\]\·K---\left(3\right)$

其中：Vin为输入电压，Vref为温度传感器(1)反馈的参考电压，D_i为第i个时钟周期结束时算法A/D模块(3)的数字输出，K为倍增模块(11)的增益，N为积分周期；

所以：

$\frac{Vin}{Vref}=\frac{\underset{i=1}{\overset{N}{\Σ}}{D}_i}{N}+\frac{V_{N+1}}{K\·Vref\·N}---\left(4\right)$

令D_i为1时，D_i*Vref＝Vbe，D_i为0时，D_i*Vref＝-aΔVbe，Vbe为两个比例PNP晶体管(7)的基极与发射极电压，对于系数a，结合图2，当D_i为0时，两个反馈开关(8)保持断开，第一相位φ₁的时候，Vref为-ΔVbe；第二相位φ₂的时候，通过调整开关和器件动态匹配模块(6)使得Vref为ΔVbe；结合图4，通过求解两相电荷守恒方程，推出a＝2*(m+1)(先不考虑积分增益)，通过调整m使得温度传感器的温度特性曲线接近线性；

那么：

$\underset{i=1}{\overset{N}{\Σ}}{D}_i\·Vref=P\·Vbe-(N-P)\·a\·\mathrm{\Δ}Vbe---\left(6\right)$

其中：P为N个周期里D_i为正的个数，把式(6)带入式(4)可得：

$Vin=\frac{P\·Vbe-(N-P)\·a\·\mathrm{\Δ}Vbe}{N}+\frac{V_{N+1}}{K\·N}---\left(7\right)$

令Vin＝1，则由式(7)可得：

$\frac{a\·\mathrm{\Δ}Vbe}{Vbe+a\·\mathrm{\Δ}Vbe}=\frac{P}{N}+\frac{V_{N+1}}{K\·N\·(Vbe+a\·\mathrm{\Δ}Vbe)}---\left(8\right)$

其中：是正比于温度的电压值，是温度的数字表示，误差为：

$\frac{V_{N+1}}{K\·N\·(Vbe+a\·\mathrm{\Δ}Vbe)}---\left(9\right)$

此时，形成带隙基准中运放的输入失调已经不会直接影响测量结果，而只会影响温度传感器(1)中两个比例恒流源(5)Ibias、n*Ibias的大小；使用开关和器件动态匹配模块(6)将，通过最终的求和取平均来消除电流失配的影响；和传统的结构相比，由于比较器输出D_i的值不同，反馈回的参考电压的值是不一样的，所以会引起不同数字输出，运放的输入共模电压也不同的现象，当共模抑制比不够高的情况下，共模的抖动会变为差模信号，由于不同反馈这个差模信号都不同，会使测试结果变差很多。所以，我们先用第一相位φ₁相把输入共模采下来，在第二相位φ₂时，运放的输入共模就依然是φ₁相确定的值；

步骤二：量化噪声重采样：

如式(9)所示，量化噪声依然很大，在N+2周期时，把信号积分模块(2)的输出V_N+1通过开关和器件动态匹配模块(6)连接到算法A/D模块(3)的采样保持电路上，在第N+M+1周期结束时，信号积分模块(2)的输出电压为：

$V_{N+M+1}=V_{N+1}\·{(1+K)}^M-K\·Vref\·\underset{j=1}{\overset{M}{\Σ}}\[D_{N+j}\·{(1+K)}^{M-j}\]---\left(10\right)$

令后M各周期反馈的电压为Vbe+a·ΔVbe，则由式(10)可得：

$\frac{V_{N+1}}{K\·(Vbe+a\·\mathrm{\Δ}Vbe)}=\underset{j=1}{\overset{M}{\Σ}}\[D_{N+j}\·{(1+K)}^{-j}\]+\frac{V_{N+M+1}}{K\·(Vbe+a\·\mathrm{\Δ}Vbe)\·{(1+K)}^M}---\left(11\right)$

选择K＝1，把式(11)带入式(8)可得：

$\frac{a\·\mathrm{\Δ}Vbe}{Vbe+a\·\mathrm{\Δ}Vbe}=\frac{P}{N}+\frac{\underset{j=1}{\overset{M}{\Σ}}(D_{N+j}\·2^{-j})}{N}+\frac{{\mathrm{\ϵ}}_{rCM}}{N}+\frac{V_{N+M+1}}{(Vbe+a\·\mathrm{\Δ}Vbe)\·N\·2^M}---\left(12\right)$

其中：为电容失配引起的误差，为重采样后最终残余的量化误差，与式(9)相比，量化误差减为之前的对于10bit的应用，我们可以选择N＝2⁶＝32,M＝5，一共需要38个周期，相比之前的2¹¹＝2048个周期，缩短相当明显，而硬件成本基本没有增加；同时，在式(12)中，随着量化噪声的减小，电容失配和比较器输入失调电压引入的误差开始变得明显，集成电路上的电容匹配可以做到0.1％，且这个误差还要被N除，所以电容失配的误差可以足够小，算法A/D模块(3)采用1.5bit的双阈值比较器来减小比较器输入失调电压。

实施例10：如实施例9所述的一种用于压力传感器的温度补偿电路的温度传感器工作方法，数字信号处理模块(4)中的采样电容(13)容抗为C_S，反馈电容(14)容抗为C_i，倍增模块(11)的增益K＝C_s/C_i。

本文中所描述具体实施例仅仅是对本发明精神做举例说明。本发明所属技术领域的技术人员可以对所描述的具体实施例做各种各样的修改或补充或采用类似的方式替代，但并不会偏离本发明的精神或者超越所附权利要求书所定义的范围。