一种高效率高宽带的谐波功率放大电路及射频功率放大器的制作方法

本发明属于射频通信领域，尤其涉及一种高效率高宽带的谐波功率放大电路及射频功率放大器。

背景技术：

目前第五代移动通信系统对通信标准的兼容性要求越来越强大，从而对射频功率放大器的带宽要求也越来越高，同时，随着绿色经济的进一步发展，市场对功率放大器的效率也要求越来越高。而高效率、高宽带的功率放大器一般主要基于E类功率放大器结构和谐波控制类功率放大器的结构进行设计。

然而，E类功率放大器虽然结构简单，效率高，但是由于E类功率放大器理论上存在工作频率上限，从而限制了E类功率放大器在较高频率范围的进一步应用；

而对于适用于较高工作频率的谐波控制类功率放大器，例如F类功率放大器和逆F类功率放大器，不仅需要在晶体管漏极进行精确的谐波阻抗的控制，而且带宽窄，为了扩展带宽，基于谐波控制类功率放大器结构发展出了连续型谐波控制类功率放大器，包括连续型F类功率放大器和连续型逆F类功率放大器，但是，连续型F类功率放大器和连续型逆F类功率放大器在提供大于70％的效率和大于50％的相对带宽时需要在一定的带宽内同时满足二次谐波和三次谐波的阻抗条件，给匹配电路的设计带来了巨大挑战，并且其复杂的匹配电路在一定程度上恶化了效率。

技术实现要素：

本发明实施例的目的在于提供一种高效率高宽带的谐波功率放大电路，旨在解决现有功率放大电路无法同时实现高效率、高宽带，并且谐波阻抗匹配容易的问题。

本发明实施例是这样实现的，一种高效率高宽带的谐波功率放大电路，所述谐波功率放大电路包括：

输入匹配网络、晶体管及输出匹配网络；

所述输入匹配网络的输入端为所述谐波功率放大电路的输入端，所述输入匹配网络的输出端与所述晶体管的栅极连接，所述晶体管的漏极与所述输出匹配网络的输入端连接，所述晶体管的源极接地，所述输出匹配网络的输出端为所述谐波功率放大电路的输出端；

所述输出匹配网络使所述谐波功率放大电路下边带工作在连续型逆F类放大模式，使所述谐波功率放大电路上边带工作在连续型F类放大模式；

所述输出匹配网络与所述晶体管的寄生网络形成低通滤波器。

本发明实施例的另一目的在于，提供一种采用上述高效率高宽带的谐波功率放大电路的射频功率放大器。

本发明实施例的另一目的在于，提供一种上述高效率高宽带的谐波功率放大电路中输出匹配网络的设计方法，所述方法包括：

运用仿真工具分别获取所述谐波功率放大电路在工作频率f1下的连续型逆F类放大模式的最优基波阻抗和在工作频率f2下的连续型F类放大模式的最优基波阻抗；

通过查表得到三阶低通网络原型参数，并根据三阶低通网络原型参数、设计频率和参考阻抗进行频率和阻抗变换，得到实数阻抗-实数阻抗变换器；

结合晶体管的寄生网络参数，将实数阻抗-实数阻抗变换器优化为实数阻抗-复数阻抗变换器，所述复数阻抗等于所述最优基波阻抗；

根据三阶低通网络原型参数建立拓扑结构，并将所述拓扑结构中的电容和电感替换为传输线。

本发明实施例将连续型F类功率放大器和连续型逆F类功率放大器结合起来，通过连续型逆F类功率放大器工作模式向连续型F类功率放大器工作模式的过度，拓宽了单一的连续型谐波控制类功率放大器的设计空间，有效地将连续型谐波控制类功率放大器的效率提高到大于60％，将相对带宽提高到大于80％，并且谐波阻抗匹配简单、容易实现。

附图说明

图1为本发明实施例提供的高效率高宽带的谐波功率放大电路的结构图；

图2为连续型F类功率放大器的Smith圆图；

图3为连续型逆F类功率放大器的Smith圆图；

图4为本发明实施例提供的高效率高宽带的谐波功率放大电路中输出匹配网络与晶体管的寄生网络形成的三阶低通滤波器的拓扑结构图；

图5为本发明实施例提供的高效率高宽带的谐波功率放大电路中晶体管的寄生网络图；

图6为本发明实施例提供的高效率高宽带的谐波功率放大电路中输出匹配网络的设计方法的流程结构。

具体实施方式

为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。此外，下面所描述的本发明各个实施方式中所涉及到的技术特征只要彼此之间未构成冲突就可以相互组合。

本发明实施例将连续型F类功率放大器和连续型逆F类功率放大器结合起来，通过连续型逆F类功率放大器工作模式向连续型F类功率放大器工作模式的过度，拓宽了单一的连续型谐波控制类功率放大器的设计空间，有效地将连续型谐波控制类功率放大器的效率提高到大于60％，将相对带宽提高到大于80％，并且谐波阻抗匹配简单、容易实现。

以下结合具体实施例对本发明的实现进行详细描述：

图1示出了本发明实施例提供的高效率高宽带的谐波功率放大电路的结构，为了便于说明，仅示出了与本发明相关的部分。

作为本发明一实施例，该高效率高宽带的谐波功率放大电路可以应用于任何射频功率放大器中，包括：

输入匹配网络11、晶体管M及输出匹配网络12；

输入匹配网络11的输入端为谐波功率放大电路的输入端与偏置单元中的电容C_i的一端连接，电容C_i的另一端为射频输入端，输入匹配网络11的输出端与晶体管M的栅极连接，晶体管M的漏极与输出匹配网络12的输入端连接，晶体管M的源极接地，输出匹配网络12的输出端为谐波功率放大电路的输出端与偏置单元中的电容C_o的一端连接，电容C_o的另一端为射频输出端，输入匹配网络11的偏置端通过偏置单元中的电感L_G和电容C_bypass1连接栅源电压V_GS，输出匹配网络12的偏置端通过偏置单元中的电感L_D和电容C_bypass2连接漏源电压V_DS；

输出匹配网络12使谐波功率放大电路下边带工作在连续型逆F类放大模式，使谐波功率放大电路上边带工作在连续型F类放大模式；

输出匹配网络12与晶体管M的寄生网络形成低通滤波器。

在本发明实施例中，根据波形设计理论，连续型F类功率放大器的电流波形为半正弦，而电压波形并不唯一，在只考虑三次谐波的情况下，归一化的电压表达式如下：

$v_{CF}=(1-\frac{2}{\sqrt{3}}cos\mathrm{\θ}+\frac{1}{3\sqrt{3}}cos3\mathrm{\θ})\×(1-\mathrm{\γ}sin\mathrm{\θ})---\left(1\right)$

因为负电压的出现会恶化效率，所以为了保证电压非负，γ的取值范围为：-1≤γ≤1。当γ＝0时，便得到标准的F类功率放大器电压波形。

对连续型逆F类功率放大器来说，由于它和F类功率放大器互为对偶关系，因此，在只考虑三次谐波的情况下，连续型逆F类功率放大器的电压唯一确定，它的归一化表达式如下:

$v_{{\mathrm{CF}}^{-1}}=(1-\frac{2}{\sqrt{2}}cos\mathrm{\θ}+\frac{1}{2}cos2\mathrm{\θ})---\left(2\right)$

而电流波形不唯一，它的归一化表达式如下：

$v_{{\mathrm{CF}}^{-1}}=(i_{DC}-i_{1}cos\mathrm{\θ}+i_{3}cos3\mathrm{\θ})\×(1-\mathrm{\ξ}sin\mathrm{\θ})---\left(3\right)$

其中，i_DC＝0.37，i₁＝0.43，i₃＝0.06。为了保证电流波形的非负，ξ的取值范围是：-1≤ξ≤1。当ξ＝0时，便得到标准的逆F类功率放大器电压波形。

根据公式：

$Z_n=-\frac{V_n}{I_n}---\left(4\right)$

其中，n表示谐波分量的阶次。由连续型F类功率放大器的电压波形和电流波形表达式，我们能够得出连续型F类功率放大器的阻抗条件：

$Z_F=\frac{2}{\sqrt{3}}{R}_{opt}+{\mathrm{j\γR}}_{opt}$

$Z_{2,F}=-j\frac{7\sqrt{3}\mathrm{\π}}{24}{\mathrm{\γR}}_{opt}$

Z_3,F＝∞ (5)

其中，R_opt为高次谐波均短路的标准B类功率放大器的最优阻抗。

类似的，我们能够推导出连续型逆F类功率放大器的阻抗条件，为了表示的方便，我们采用导纳的表达形式：

$G_{F^{-1}}=\sqrt{2}{i}_1{G}_{opt}+j\sqrt{2}{i}_{DC}{\mathrm{\ξG}}_{opt}$

$G_{2,F^{-1}}=-j2\mathrm{\ξ}(i_1+i_3)G_{opt}$

$G_{3,F^{-1}}=\mathrm{\∞}---\left(6\right)$

其中，G_opt＝1/Ropt。

表达式(5)构成了连续型F类功率放大器的设计空间，把Smith圆图的归一化阻抗设为R_opt，这样连续型F类功率放大器的设计空间在Smith圆图上的表示便如图2所示。表达式(6)构成了连续型逆F类功率放大器的设计空间，同样把Smith圆图的归一化阻抗设为R_opt，这样连续型逆F类功率放大器的设计空间在Smith圆图上的表示便如图3所示。

由于基波阻抗在圆点附近，而二次谐波阻抗和三次谐波阻抗都位于圆边上，因此需要一个低通滤波器作为输出匹配。

那么通过设计一个输出匹配网络12，使该谐波功率放大电路下边带工作在连续型逆F类放大模式，上边带工作在连续型F类放大模式，通过连续型逆F类功率放大器工作模式向连续型F类功率放大器工作模式的过度，拓宽了单一的连续型谐波控制类功率放大器的设计空间，有效地提高效率和相对带宽。

优选地，输入匹配网络11可以设置为四阶低通滤波器，相对于多节阻抗变换器，有效地减小了输入匹配网络的面积。

优选地，晶体管M可以选用Cree公司的GaN晶体管CGH40010F，它的工作频率为0-6GHz，典型输出功率是10W。

优选地，输出匹配网络12与晶体管的寄生网络形成三阶低通滤波器，降低了设计难度，并且这种设计方法能够灵活适用于不同工作频率和不同的特征阻抗。其中，晶体管的寄生网络的输入端连接晶体管的固有漏极，晶体管的寄生网络的输出端连接输出匹配网络的输入端。

三阶低通滤波器的拓扑结构参见图4，包括：

电感L1、电感L2、电感L3、电容C1、电容C2、电容C3；

电感L1的一端为寄生网络的输入端，电感L1的另一端通过电容C1接地，电感L1的另一端还与电感L2的一端连接，电感L2的另一端通过电容C2接地，电感L2的另一端还与电感L3的一端连接，电感L3的另一端为寄生网络的输出端通过电容C3接地。

晶体管的寄生网络参见图5，包括：

电感L_p、电容C_ds和电容C_p；

电感L_p的一端为寄生网络的输入端与电容C_ds的一端连接，电感L_p的另一端为寄生网络的输出端与电容C_p的一端连接，电容C_p的另一端与电容C_ds的另一端连接。

输出匹配网络12的设计方法的流程结构参见图6，具体包括下述步骤：

在步骤S101中，运用ADS的loadpull仿真工具分别获取所述谐波功率放大电路在工作频率f1下的连续型逆F类放大模式的最优基波阻抗和在工作频率f2下的连续型F类放大模式的最优基波阻抗；

在步骤S102中，通过查表得到三阶低通网络原型参数，并根据三阶低通网络原型参数、设计频率和参考阻抗进行频率和阻抗变换，得到实数阻抗-实数阻抗变换器；

在步骤S103中，结合晶体管的寄生网络参数，通过ADS将实数阻抗-实数阻抗变换器优化为实数阻抗-复数阻抗变换器，所述复数阻抗等于所述最优基波阻抗；

在步骤S104中，根据三阶低通网络原型参数建立拓扑结构，并将所述拓扑结构中的电容和电感替换为传输线。

作为本发明一实施例，可以将所述电感替换为高阻抗传输线，将所述电容替换为低阻抗开路枝节传输线。

优选地，在步骤S104后还可以进一步包括：

步骤S105，将所述拓扑结构与晶体管连接后，通过HB仿真，调节所述传输线的长度，使效率达到最大。

作为本发明一实施例，结合图1，输出匹配网络,1为星型传输线结构，包括：

第一传输线TL1、第二传输线TL2、第三传输线TL3、第四传输线TL4、第五传输线TL5、第六传输线TL6、第七传输线TL7、第八传输线TL8、第九传输线TL9、第十传输线TL10；

第一传输线TL1的一端为输出匹配网络的输入端，第一传输线TL1的另一端同时与第二传输线TL2、第三传输线TL3、第四传输线TL4的一端连接，第二传输线TL2的另一端为输出匹配网络的偏置端，第四传输线TL4的另一端同时连接第五传输线TL5、第六传输线TL6、第七传输线TL7的一端，第七传输线TL7的另一端同时连接第八传输线TL8、第九传输线TL9、第十传输线TL10的一端，第十传输线TL10的另一端为输出匹配网络的输出端。

在本发明实施例中，设f1为下半边带的中心频率，f2为上半边带的中心频率，f1和f2存在这样的近似关系：f1＝2/3f2。由于设计输出匹配网络使下边带工作在连续型逆F类模式，使上边带工作在连续型F类模式，那么在f1这个频点上谐波功率放大电路工作在标准的逆F类模式，而在f2这个频点上谐波功率放大电路工作在标准的F类模式。

将连续型F类功率放大器和连续型逆F类功率放大器结合起来，通过连续型逆F类功率放大器工作模式向连续型F类功率放大器工作模式的过度，拓宽了单一的连续型谐波控制类功率放大器的设计空间，有效地将连续型谐波控制类功率放大器的效率提高到大于60％，将相对带宽提高到大于80％，并且谐波阻抗匹配简单、容易实现。

本发明实施例的另一目的在于，提供一种采用上述高效率高宽带的谐波功率放大电路的射频功率放大器。

以上仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。