一种宽带压控振荡器的制作方法

本实用新型涉及半导体集成电路技术领域，尤其涉及一种宽带压控振荡器。

背景技术：

随着无线通信技术和集成电路产业的发展，兼容多协议的收发器芯片成为当前无线通信领域的研究热点。频率合成器作为射频前端的关键模块，主要作用是给收发机中的变频电路提供频率可编程的本地载波信号。为了提高频谱效率，现代无线通信系统大都利用频分复用技术，将用于传输信号的信道的总带宽划分成若干个子频带(或称子信道)，每一个子信道传输一路信号。无线收发机在进行通信时根据信道占用情况、信道质量等进行实时信道切换；具体的，通过改变频率合成器的输出频率来实现信道的切换。

目前主流的集成频率合成器绝大部分都是锁相环型频率合成器，锁相环系统的应用十分的广泛，从全球定位系统到时钟恢复电路，再到无线接收机电路等等；不同的应用领域，对其性能的要求是不一样的，重要的一点是其性能的好坏直接影响到通信系统的质量。因此，高速、低相位噪声、低电源抖动、低功耗以及低芯片面积等的锁相环频率合成器系统逐渐成为工程师们的研究重点。

随着对锁相环型频率合成器的要求越来越趋向于宽带、低相位噪声、低杂散，作为锁相环型频率合成器中的关键模块—压控振荡器(VCO，Voltage Controlled Oscillator)，是一种将电平变换为相应频率的脉冲变换电路，其设计也需要符合输出频率范围大、相位噪声低的要求。目前应用广泛的VCO结构主要有互补型LC-VCO(即由电感和电容串联或并联构成的调谐器产生振荡频率的VCO)、PMOS负阻对型VCO和NMOS负阻对型LC-VCO。其各自具有不同的优缺点需根据具体需求进行折中选择。

式(1)为LC调谐器的振荡频率公式：

$f=\frac{1}{2\mathrm{\π}\sqrt{LC}}---\left(1\right)$

由上式(1)可知，当电感L一定时，可通过调整电容C来获得不同的输出频率f，而电容C容值的调节是通过改变控制电压Vtune的大小来实现，并且输出频率f与控制电压Vtune存在如图1所示的曲线关系，即单频带VCO的频率调谐范围曲线，图1中，当通过单频带实现频率调谐范围fL～fH时，其增益ΔK可表示为：

$\mathrm{\Δ}K=\frac{\mathrm{\Δ}F0}{\mathrm{\Δ}u0}---\left(2\right)$

其中，Δf0为频率范围fL～fH的频率上限与频率下限之差(即fH-fL)，Δu0(即u2-u1)为VCO输出频率覆盖频率范围fL～fH时的电容控制电压的改变量。由于通常当VCO的增益过大时，锁相环环路稳定性会变差。因此，在通过VCO实现宽频带时，需将总带宽划分为多个子频带，并通过控制每个子频带的增益，来避免VCO的高增益，如图2所示，当频率范围fL～fH属于宽频带时，将其划分为fL～fm1、fm1～fm2、fm2～fm3、fm3～fm4和fm4～fH五个子频带，每个子频带的增益曲线分别为L1、L2、L3、L4和L5，每个子频带的增益均较小。

进一步，为了通过VCO实现宽的频率调谐范围，现有技术中，VCO选用的可变电容多采用金属电容，并通过控制位来控制调节可变电容的容值，来控制VCO的输出频率依次覆盖各个子频带，并且为确保整个宽频带均覆盖到，各个子频带中每相邻的两个子频带具有一定的重叠区域。虽然可以实现很宽的调谐范围，但是随控制电压的改变金属电容的容值变化率较大，使得部分子频带的增益较大，如图2所示，曲线L5所示的增益明显高于曲线L1～L4所示的增益，进而导致VCO的整体增益变大。进一步，图2中每条曲线的增益均不相同，如曲线L1的增益Δf1/Δu1小于曲线L5的增益Δf2/Δu1，其中，Δu1即为(u4-u3)。然而，通过使每个子频带的增益近似相同，进而确保高的调谐线性度，以保证锁相环环路的稳定性，是目前FS设计的一个热点研究问题。

可见，现有技术中通过多个子频带来实现宽频带时还存在VCO的增益大、各个子频带的增益变化很大、调谐线性度差、不利于锁相环环路的稳定性的问题。

技术实现要素：

本实用新型针对现有技术中存在的，当通过多个子频带来实现宽频带时VCO的增益大、各个子频带的增益变化很大、调谐线性度差、不利于锁相环环路的稳定性的问题，提供了一种宽带压控振荡器，既能保证较大的频率调谐范围和低的相位噪声，又可以减小压控振荡器的增益并通过合适的电容参数设置提高调谐线性度，从而保证锁相环环路稳定性。

本实用新型提供了一种宽带压控振荡器，包括并联连接的电感组件、电容组件和补偿回路，所述电容组件包括MOS电容单元和反偏二极管单元；

所述MOS电容单元包括多条并联且设置有MOS电容的开关电容支路，所述多条并联的开关电容支路通过数字控制位进行开断控制，以调整所述MOS电容单元的电容值，实现对所述压控振荡器的输出频率的粗调，并将所述压控振荡器需输出的宽频带划分为多个窄频带进行输出；

所述反偏二极管单元在偏置电压调整时，通过PN结充电或放电，对所述压控振荡器的调谐电压进行控制，进而实现对所述压控振荡器的输出频率的细调。

可选的，任一开关电容支路包括两个容值相等的MOS电容。

可选的，所述MOS电容采用反型金属氧化物半导体变容管。

可选的，所述数字控制位的位数与所述多条并联的开关电容支路的路数相等。

可选的，所述MOS电容具体为N型金属氧化物半导体电容。

可选的，当在所述数字控制位的控制下，所述多条并联的开关电容支路中处于导通状态的开关电容支路输出开电容值；所述多条并联的开关电容支路中每相邻的两条开关电容支路的开电容值相差两倍。

可选的，当在所述数字控制位的控制下，所述多条并联的开关电容支路中处于关断状态的开关电容支路输出断电容值；所述多条并联的开关电容支路中每相邻的两条开关电容支路的断电容值相差两倍。

可选的，所述反偏二极管单元包括：第一二极管、第一电容、第一电阻、第二二极管、第二电容和第二电阻；

所述第一电容的一端分别与所述电感组件和所述补偿回路相连、另一端分别与所述第一二极管的阳极和所述第一电阻的一端连接，所述第一电阻的另一端接地，所述第一二极管的阴极与所述第二二极管的阴极相连；

所述第二电容的一端分别与所述电感组件和所述补偿回路相连、另一端分别与所述第二二极管的阳极和所述第二电阻的一端连接，所述第二电阻的另一端接地。

本实用新型中提供的一个或多个技术方案，至少具有如下技术效果或优点：

由于在本实用新型中，宽带压控振荡器，包括并联连接的电感组件、电容组件和补偿回路，所述电容组件包括MOS电容单元和反偏二极管单元；所述MOS电容单元包括多条并联且设置有MOS电容的开关电容支路，所述多条并联的开关电容支路通过数字控制位进行开断控制，以调整所述MOS电容单元的电容值，实现对所述压控振荡器的输出频率的粗调，并将所述压控振荡器需输出的宽频带划分为多个窄频带进行输出；所述反偏二极管单元在偏置电压调整时，通过PN结充电或放电，对所述压控振荡器的调谐电压进行控制，进而实现对所述压控振荡器的输出频率的细调。有效地解决了现有技术中存在的，当通过多个子频带来实现宽频带时VCO的增益大、各个子频带的增益变化很大、调谐线性度差、不利于锁相环环路的稳定性的问题，既能保证较大的频率调谐范围和低的相位噪声，又可以减小压控振荡器的增益并通过合适的电容参数设置提高调谐线性度，从而保证锁相环环路稳定性。

附图说明

为了更清楚地说明本实用新型实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本实用新型的实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据提供的附图获得其它的附图。

图1为本实用新型背景技术提供的一种压控振荡器的频率调谐曲线示意图；

图2为本实用新型背景技术提供的另一种压控振荡器的频率调谐曲线示意图；

图3为本实用新型实施例提供的一种宽带压控振荡器的结构示意图；

图4为本实用新型实施例提供的一种NMOS型宽带压控振荡器的电路原理图；

图5为本实用新型实施例提供的一种互补型宽带压控振荡器的电路原理图。

具体实施方式

本实用新型实施例通过提供一种宽带压控振荡器，解决了现有技术中当通过多个子频带来实现宽频带时VCO的增益大、各个子频带的增益变化很大、调谐线性度差、不利于锁相环环路的稳定性的问题，既能保证较大的频率调谐范围和低的相位噪声，又可以减小压控振荡器的增益并通过合适的电容参数设置提高调谐线性度，从而保证锁相环环路稳定性。

本实用新型实施例的技术方案为解决上述技术问题，总体思路如下：

本实用新型实施例提供了一种宽带压控振荡器，包括并联连接的电感组件、电容组件和补偿回路，所述电容组件包括MOS电容单元和反偏二极管单元；所述MOS电容单元包括多条并联且设置有MOS电容的开关电容支路，所述多条并联的开关电容支路通过数字控制位进行开断控制，以调整所述MOS电容单元的电容值，实现对所述压控振荡器的输出频率的粗调，并将所述压控振荡器需输出的宽频带划分为多个窄频带进行输出；所述反偏二极管单元在偏置电压调整时，通过PN结充电或放电，对所述压控振荡器的调谐电压进行控制，进而实现对所述压控振荡器的输出频率的细调。

可见，在本实用新型实施例中，针对电感电容压控振荡器(LC-VCO)中的关键部分—电容组件，提供了一种不采用金属电容，只采用MOS电容与反偏二极管电容的电容组合方法，这样既能保证较大的频率调谐范围和低的相位噪声，又可以减小压控振荡器的增益并通过合适的电容参数设置提高调谐线性度，从而保证锁相环环路稳定性。

为了更好的理解上述技术方案，下面将结合说明书附图以及具体的实施方式对上述技术方案进行详细的说明，应当理解本实用新型实施例以及实施例中的具体特征是对本申请技术方案的详细的说明，而不是对本申请技术方案的限定，在不冲突的情况下，本实用新型实施例以及实施例中的技术特征可以相互组合。

请参考图3，本实用新型实施例提供了一种宽带压控振荡器，包括并联连接的电感组件1、电容组件2和补偿回路3，电容组件2包括MOS电容单元21和反偏二极管单元22；

MOS电容单元21包括N条并联且设置有MOS电容的开关电容支路(211～21N)，其中，N为自然数；多条并联的开关电容支路(211～21N)通过数字控制位进行开断控制，以调整MOS电容单元21的电容值，实现对所述压控振荡器的输出频率的粗调，并将所述压控振荡器需输出的宽频带划分为多个窄频带进行输出；

反偏二极管单元22在偏置电压调整时，通过PN结充电或放电，对所述压控振荡器的调谐电压进行控制，进而实现对所述压控振荡器的输出频率的细调。

在本实施例中，压控振荡器基于负阻抗模型，具体为交叉耦合LC振荡器。只考虑阻抗的实数部分，有源器件端的阻抗为：其中，α是设计参数，考虑到电源电压和温度的变化其值应足够大(通常大于1)。R_P为谐振回路的并联等效电阻。g_m一般取为的5～6倍之间，从而能够保证压控振荡器的起振条件。

在具体实施过程中，如图4所示，补偿回路3可仅通过一对NMOS负阻管(M1、M2)来实现，如图5所示，补偿回路3也可通过一对PMOS负阻管(M3、M4)和一对NMOS负阻管(M5、M6)来实现。根据振荡器的相位噪声模型中非常著名的是Leeson模型可知：相位噪声与振荡器的输出摆幅的平方呈反比。对于所述补偿回路采用一对NMOS负阻管和一对PMOS负阻管的VCO(即互补型VCO)，当偏置电流增加时，信号摆幅受到限制，而补偿回路3采用一对NMOS负阻管的VCO(即NMOS型VCO)具有更大的信号摆幅，所以，一般而言，互补型VCO相比NMOS型VCO具有更差的相位噪声。同时NMOS型引入更低的负阻对寄生电容，可以缓解高频限制。因此，可根据实际应用需要，补偿回路3优选为采用一对NMOS负阻管来实现。

在具体实施过程中，仍请参考图4和图5，任一开关电容支路包括两个容值相等的MOS电容；第1条开关电容支路211包括两个MOS电容C1，第2条开关电容支路212包括两个MOS电容C2，...，第N条开关电容支路21N包括两个MOS电容Cn。所述数字控制位的位数与所述多条并联的开关电容支路的路数相等，具体的，数字控制位(code_1,code_2,...,code_n)用于一一对应控制N条开关电容支路(211～21N)的导通与关断。进一步，当在所述数字控制位的控制下，所述多条并联的开关电容支路中处于导通状态的开关电容支路输出开电容值，所述多条并联的开关电容支路中每相邻的两条开关电容支路的开电容值相差两倍；当在所述数字控制位的控制下，所述多条并联的开关电容支路中处于关断状态的开关电容支路输出断电容值，所述多条并联的开关电容支路中每相邻的两条开关电容支路的断电容值相差两倍。当MOS电容C1的开、断电容值分别为a、b时，MOS电容Ci的开、断电容值分别为(a*2^i-1)、(b*2^i-1)，其中，i在区间2～N内取整。

例如，MOS电容单元21包括6条并联且设置有MOS电容的开关电容支路(211～216)，第1条开关电容支路包括两个第一MOS电容C1、第2条开关电容支路包括两个第二MOS电容C2、...、第6条开关电容支路包括两个第六MOS电容C6。设定第一MOS电容C1的容值为(10～20)pF，则第二MOS电容C2的容值为(20～40)pF、第三MOS电容C3的容值为(40～80)pF、...、第六MOS电容C6的容值为(320～640)pF。当第1条开关电容支路处于关断状态时，第一MOS电容C1的容值为10pF的断电容值，当第1条开关电容支路处于导通状态时，第一MOS电容C1的容值为20pF的开电容值；当第2条开关电容支路处于关断状态时，第二MOS电容C2的容值为20pF的断电容值(为第一MOS电容C1的断电容值的两倍)，当第2条开关电容支路处于导通状态时，第二MOS电容C2的容值为40pF的开电容值(为第一MOS电容C1的开电容值的两倍)；...；当第6条开关电容支路处于关断状态时，第六MOS电容C6的容值为320pF的断电容值，当第6条开关电容支路处于导通状态时，第六MOS电容C6的容值为640pF的开电容值。

对应的，所述数字控制位有六位，用于一一对应控制6条并联且设置有MOS电容的开关电容支路(211～216)的导通与关断。所述数字控制位为六位二进制数，其中，当控制位为二进制“1”时，控制对应的开关电容支路导通，当控制位为二进制“0”时，控制对应的开关电容支路关断。例如，所述数字控制位“011011”的第三位(从高到低)用于控制第3条开关电容支路的导通或关断，所述数字控制位的第三位为“1”，控制第3条开关电容支路导通，以使第3条开关电容支路的电容值为160pF。在其它实施方式中，当所述数字控制位的第三位为“0”时，控制第3条开关电容支路关断，以使第3条开关电容支路的电容值为80pF。总之，在具体实施过程中，数字控制位生成模块可根据需要输出不同的数字控制位，以控制MOS电容单元21输出不同的电容值，将VCO的输出频率划分为多个频带，以使每一个频带的调谐带宽减小，并且以MOS电容作开关电容阵列，MOS电容单元21的电容变化率较小。

在具体实施过程中，所述MOS电容采用反型金属氧化物半导体变容管(I-MOS，Inversion-mode MOS varactor)。可通过PMOS电容管或NMOS电容管形成I-MOS。一方面，由于NMOS器件相对于PMOS器件具有更高传导率，在提供相同跨导g_m时NMOS器件尺寸更小，所以NMOS结构相比PMOS结构具有更小的寄生电容，增加了VCO的调谐范围，同时减小了器件的栅-源电容引起的栅极电流噪声源，因此，若对调谐范围和电流噪声具有较严格的要求，可优选NMOS电容管形成I-MOS，从而使MOS电容的寄生电阻更低，使得调谐范围更大、功耗更低、高频偏时具有更低的相位噪声；进一步，利用体接地的NMOS器件作变容管可以获得高的品质因子和更好的电容范围从而具有更好的相位噪声。另一方面，PMOS器件的闪烁噪声明显低于NMOS器件，所以PMOS结构LC-VCO的近端相位噪声性能较好，因此，若对近端相位噪声性能具有较高的要求，可优选PMOS电容形成I-MOS。

在具体实施过程中，反偏二极管单元22包括至少一个二极管，二极管为一个由P型半导体和N型半导体形成的PN结，PN结的耗尽层宽度是偏置电压的函数。在反偏压条件下，当偏压增加时，耗尽层将展宽，空间电荷的数量增加；当偏压减小时，耗尽层将变窄，空间电荷的数量减小。空间电荷是固定不动的，空间电荷的增加实际上是随着反偏压的增加，空间电荷区边界有一部分电子和空穴被抽出，从而露出更多的没有电子和空穴中和的施主离子和受主离子。空间电荷区的减小则是随着反偏压的减小，有电子和空穴注入空间电荷区中和了部分施主离子和受主离子。可见，在偏压作用下，PN结(即反偏二极管)具有充放电的电容作用。反偏二极管作为连续调谐变容管，其优点是线性好，随控制电压连续变化。

在具体实施过程中，仍请参考图4或图5，反偏二极管单元22包括：第一二极管D10、第一电容C10、第一电阻R10、第二二极管D20、第二电容C20和第二电阻R20；第一电容C10的一端分别与电感组件1和补偿回路3相连、另一端分别与第一二极管D10的阳极和第一电阻R10的一端连接，第一电阻R10的另一端接地，第一二极管D10的阴极与第二二极管D20的阴极相连；第二电容C20的一端分别与电感组件1和补偿回路3相连、另一端分别与第二二极管D20的阳极和第二电阻R20的一端连接，第二电阻R20的另一端接地。其中，第一电阻R10和第二电阻R20用于分压、分流，第一电容C10和第二电容C20用于隔直流、滤波和稳压，防止二极管正偏。

总而言之，本实用新型主要针对现有应用广泛的VCO中的电容组件，采用MOS电容作开关电容通过数字控制位进行输出频率粗调，采用反偏二极管作变容管进行调谐电压控制的输出频率微调，对传统的采用金属电容造成VCO增益大、调谐线性度差的缺点进行改进。实现了在电感允许的范围内可以达到所需要的频率调谐范围，且VCO增益可以很低，并且通过合理设置开关电容和变容管的参数可以提高VCO的调谐线性度，使VCO增益变化小。有利于锁相环环路的稳定性，可以在实现低的调谐增益、高的调谐线性度的同时保持功耗和相位噪声性能。

尽管已描述了本实用新型的优选实施例，但本领域内的技术人员一旦得知了基本创造性概念，则可对这些实施例做出另外的变更和修改。所以，所附权利要求意欲解释为包括优选实施例以及落入本实用新型范围的所有变更和修改。

显然，本领域的技术人员可以对本实用新型进行各种改动和变型而不脱离本实用新型的精神和范围。这样，倘若本实用新型的这些修改和变型属于本实用新型权利要求及其等同技术的范围之内，则本实用新型也意图包含这些改动和变型在内。