一种原边控制装置的制作方法

本实用新型涉及LED驱动及控制电路技术，具体来说是一种原边控制装置。

背景技术：

随着全球白炽灯的逐步淘汰以及节能减排政策的实施，LED照明得到了快速的普及和渗透。同时，作为LED照明关键组件的LED驱动电源也拥有了广阔的市场前景。如今，LED市场和技术逐渐成熟，其应用也已经全面渗透到了各个领域，在这样的大环境下，整个LED照明市场都在努力降低LED产品成本，以提高产品的市场竞争力。随着LED产品成本的降低，作为LED灯具的“心脏”的驱动电源价格也随之下降。

传统的LED驱动电源的恒流控制方案是用副边反馈来实现的。变压器的副边采样输出电压和输出电流的反馈信号，通过误差放大电路的处理后，通过光耦隔离，将反馈信号传递到主变压器原边，对特定的输出电压和输出电流进行调节，其结构复杂，并且需要较多的元件来配合实现，而且光耦和副边的误差放大电路的成本也不低。

技术实现要素：

本实用新型的目的在于克服以上现有技术存在的不足，提供了一种结构简单，造价便宜，各个模块都是用离散元件搭建而成，能够精确的检测到输出电流的变化，调整导通时间，实现输出恒流控制的原边控制装置。

为了达到上述目的，本实用新型采用以下技术方案：一种原边控制装置，包括用于根据检测到的辅助绕组电压模拟出输出电流波形的输出电流检测电路，用于输出控制误差信号的PI调节器，根据误差信号控制导通时间的导通时间发生电路，用于关断功率变换器的关断电路和功率变换器；其中，输出电流检测电路、PI调节器、导通时间发生电路、关断电路和功率变换器依次连接。

所述功率变换器为升降压式或反激式功率变换器。

所述输出电流检测电路包括第一PNP型三极管QS1、第二PNP型三极管QS2、第三NPN型三极管QS3、第四NPN型三极管QS4、第一电阻RS1、第二电阻RS2、第三电阻RS3和第一电容CS1；其中，第一PNP型三极管QS1的发射极与第一电路相连，第一PNP型三极管QS1的基极分别与第二PNP型三极管QS2的基极、第一PNP型三极管QS1的集电极和第三NPN型三极管QS3的集电极相连，第三NPN型三极管QS3的发射极与第二电阻RS2的第二端相连，第二电阻RS2的第一端与第二电路相连，第三NPN型三极管QS3的基极与第三电路相连，第二PNP型三极管QS2的发射极与第一电路相连，第二PNP型三极管QS2的集电极与第四NPN型三极管QS4的集电极相连，第四NPN型三极管QS4的基极与第二电阻RS2的第二端相连，第二电阻RS2第一端与第二电路相连，第四NPN型三极管QS4的基极与第三电阻RS3的第一端相连，第三电阻RS3的第二端与第三电路相连，第四NPN型三极管QS4的发射极与第三电路相连，第四NPN型三极管QS4的集电极与第一电容CS1的第一端相连，第一电容CS1的第二端与第三电路相连。

所述PI调节器包括第四电阻RS4、第五电阻RS5、第二电容CS2、第三电容CS3和第一运算放大器US1；其中，第二电容CS2和第四电阻RS4构成一级RC滤波，第四电阻RS4的第一端与输出电流检测电路的第一电容CS1的第一端相连，第四电阻RS4的第二端分别与第二电容CS2的第一端、第五电阻RS5的第一端、第一运算放大器的反相端相连，第二电容CS2的第二端与第三电路相连，第五电阻RS5的第二端与第三电容CS3的第一端相连，第三电容CS3的第二端与第一运算放大器的输出端相连，第一运算放大器的同相端设置了一个基准电压。

所述导通时间发生电路包括第六电阻RS6、第七电阻RS7、第八电阻RS8、第九电阻RS9、第四电容CS4、第五PNP型三极管QS5、第六NPN型三极管QS6和第七NPN型三极管QS7；其中，第六电阻RS6的第一端分别与第五PNP型三极管QS5的基极、PI调节器的第一运算放大器的输出端和第七电阻RS7的第一端相连，第六电阻RS6的第二端与第一电路相连，第七电阻RS7的第二端与第三电路相连，第五PNP型三极管QS5的集电极分别与第四电容CS4的第一端和第六NPN型三极管QS6的集电极相连，第四电容CS4的第一端与第三电路相连，第五PNP型三极管QS5的发射极与第八电阻RS8的第二端相连，第八电阻RS8的第一端与第一电路相连，第六NPN型三极管QS6的发射极与第三电路相连，第六NPN型三极管QS6的基极分别与第九电阻RS9的第一端和第七NPN型三极管QS7的集电极相连，第九电阻RS9的第二端与第一电路相连，第七NPN型三极管QS7的发射极与第三电路相连，第七NPN型三极管QS7的基极第二电路相连。

所述关断电路包括第八NPN型三极管QS8，第八NPN型三极管QS8的基极与导通时间发生电路的第五PNP型三极管QS5的集电极相连，第八NPN型三极管QS8的集电极与功率变换器的开关元件相连，第八NPN型三极管QS8的发射极第三电路相连。

所述第一电路是VCC，第二电路是变压器辅助绕组非接地端，第三电路是地。

上述原边控制装置的实现方法，包括以下步骤：

(1)、当功率变换器的开关元件处于导通状态后，辅助正激绕组的电压为正电压，第一PNP型三极管QS1、第二PNP型三极管QS2、第三二极管QS3均截止，第四NPN型三极管QS4导通，此时，第一电容CS1经过第四NPN型三极管对地放电，保证CS1的起始电压近似为零，即：

Vc0≈0 ①

当功率变换器的开关元件关断时，功率变换器的输出电压Vo和输出整流二极管的正向电压Vf1会被反射在辅助正激绕组的电压上，则有：

Vaux＝n(Vo+Vf1)

其中：n是辅助绕组和副边绕组的匝比；

由于Vf1<<V o，为简化计算则：

Vaux≈nVo ②

此时辅助正激绕组的电压为负电压，第三NPN型三极管QS3导通，第三NPN型三极管QS3的发射极电流如下：

ie3＝(nVo-Vf3)/RS1

其中：ie3是第三NPN型三极管QS3的发射极电流；Vf3是第三NPN型三极管QS3的b-e级压降；

由于Vf3<<Vo，为简化计算则：

ie3≈(nVo)/RS1 ③

第一PNP型三极管QS1和第二PNP型三极管QS2组成的镜像电流源，根据镜像电流源的恒流特性，第三NPN型三极管QS3的发射极电流ie3近似等于第二PNP型三极管QS2的集电极电流ie2，即：

ie3≈ie2＝iCS1。 ④

iCS1是第一电容CS1的充电电流；

而已知iCS1＝CduCS1/dt，所以，第一电容CS1的电压就是第一电容CS1的初始电压加上充电电压，即：

将①、③、④式代入，可以得出：

由于C、n和RS1都是固定值，所以第一电容CS1的电压VCS1的值是一个斜率关于Vo的函数；

当功率变换器的开关元件再次进入导通状态后，第四NPN型三极管QS4导通，给CS1放电，依次循环；

而已知输出电流(Io)的平均值等于副边绕组电流(Is)的平均值，则：

Io＝Is＝Ip-(Vo/Ls)*t ⑥

其中：Ip是副边绕组的峰值电流。Ls是副边绕组的电感量，

由于Ls是固定值，所以输出电流Io的值也是一个斜率关于Vo的函数；由此看来，第一电容CS1的电压VCS1和输出电流Io的斜率成一定的比例，而第一电容CS1充放电的过程是随着功率变换器的开关元件的导通与关断切换的，所以，第一电容CS1的电压VCS1和输出电流Io的波形成一定的比例，也就是说，输出电流Io的变化会反射到第一电容CS1的电压上，即模拟出了输出电流波形；

(2)、输出电流检测电路输出的模拟输出电流波形信号经过PI调节器后，输出误差信号。当模拟输出电流波形的电压大于第一运算放大器US1的基准电压时，误差信号输出减小，反之当模拟输出电流波形的电压小于第一运算放大器US1的基准电压时，误差信号输出增大；

(3)、当第五PNP型三极管QS5接收到误差信号后，第五PNP型三极管QS5导通，集电极电流给第四电容CS4充电，第四电容CS4电压增加到0.7V时，关断电路的第八NPN型三极管QS8导通，此时，功率变换器的开关元件进入关断状态。开关元件关断后，辅助正激绕组电压进入负半周，第七NPN型三极管QS7截止，第六NPN型三极管QS6导通，第四电容CS4放电；

(4)输出电流增大时，输出电流检测电路模拟出的输出电流波形的电压也随之增大，此时，PI调节器输出的误差信号减小，第五PNP型三极管QS5的集电极电流增大，第四电容CS4的电压加快上升到第八NPN型三极管QS8的导通电压，开关元件快速关断，导通时间减小，输出电流减小；反之，当输出电流减小时，误差信号增大，第四电容CS4的电压缓慢增加，开关元件延迟关断，导通时间增大，输出电流也增大，从而达到恒流控制的目的。

所述步骤(1)～(4)中输出电流检测电路包括第一PNP型三极管QS1、第二PNP型三极管QS2、第三NPN型三极管QS3、第四NPN型三极管QS4、第一电阻RS1、第二电阻RS2、第三电阻RS3和第一电容CS1；其中，第一PNP型三极管QS1的发射极与第一电路相连，第一PNP型三极管QS1的基极分别与第二PNP型三极管QS2的基极、第一PNP型三极管QS1的集电极和第三NPN型三极管QS3的集电极相连，第三NPN型三极管QS3的发射极与第二电阻RS2的第二端相连，第二电阻RS2的第一端与第二电路相连，第三NPN型三极管QS3的基极与第三电路相连，第二PNP型三极管QS2的发射极与第一电路相连，第二PNP型三极管QS2的集电极与第四NPN型三极管QS4的集电极相连，第四NPN型三极管QS4的基极与第二电阻RS2的第二端相连，第二电阻RS2第一端与第二电路相连，第四NPN型三极管QS4的基极与第三电阻RS3的第一端相连，第三电阻RS3的第二端与第三电路相连，第四NPN型三极管QS4的发射极与第三电路相连，第四NPN型三极管QS4的集电极与第一电容CS1的第一端相连，第一电容CS1的第二端与第三电路相连。

所述步骤(1)～(4)中PI调节器包括第四电阻RS4、第五电阻RS5、第二电容CS2、第三电容CS3和第一运算放大器US1；其中，第二电容CS2和第四电阻RS4构成一级RC滤波，第四电阻RS4的第一端与输出电流检测电路的第一电容CS1的第一端相连，第四电阻RS4的第二端分别与第二电容CS2的第一端、第五电阻RS5的第一端、第一运算放大器的反相端相连，第二电容CS2的第二端与第三电路相连，第五电阻RS5的第二端与第三电容CS3的第一端相连，第三电容CS3的第二端与第一运算放大器的输出端相连，第一运算放大器的同相端设置了一个基准电压；导通时间发生电路包括第六电阻RS6、第七电阻RS7、第八电阻RS8、第九电阻RS9、第四电容CS4、第五PNP型三极管QS5、第六NPN型三极管QS6和第七NPN型三极管QS7；其中，第六电阻RS6的第一端分别与第五PNP型三极管QS5的基极、PI调节器的第一运算放大器的输出端和第七电阻RS7的第一端相连，第六电阻RS6的第二端与第一电路相连，第七电阻RS7的第二端与第三电路相连，第五PNP型三极管QS5的集电极分别与第四电容CS4的第一端和第六NPN型三极管QS6的集电极相连，第四电容CS4的第一端与第三电路相连，第五PNP型三极管QS5的发射极与第八电阻RS8的第二端相连，第八电阻RS8的第一端与第一电路相连，第六NPN型三极管QS6的发射极与第三电路相连，第六NPN型三极管QS6的基极分别与第九电阻RS9的第一端和第七NPN型三极管QS7的集电极相连，第九电阻RS9的第二端与第一电路相连，第七NPN型三极管QS7的发射极与第三电路相连，第七NPN型三极管QS7的基极第二电路相连。

所述关断电路包括第八NPN型三极管QS8，第八NPN型三极管QS8的基极与导通时间发生电路的第五PNP型三极管QS5的集电极相连，第八NPN型三极管QS8的集电极与功率变换器的开关元件相连，第八NPN型三极管QS8的发射极第三电路相连。

本实用新型相对于现有技术，具有如下的优点及效果：

1、本实用新型包括用于根据检测到的辅助绕组电压模拟出输出电流波形的输出电流检测电路，用于输出控制误差信号的PI调节器，根据误差信号控制导通时间的导通时间发生电路，用于关断功率变换器的关断电路和功率变换器；其中，输出电流检测电路、PI调节器、导通时间发生电路、关断电路和功率变换器依次连接；具有结构简单，造价便宜，各个模块都是用离散元件搭建而成，能够精确的检测到输出电流的变化，调整导通时间，实现输出恒流控制等特点。

2、本实用新型为避免输出电流检测电路模拟出的输出电流波形与实际的输出电流波形相位发生超前或者延迟的现象。本实用新型中的输出电流检测电路将第一电容CS1的第二端与第三电路(地)相连，保证电位固定，利用由第一PNP型三极管QS1和第二PNP型三极管QS2组成的镜像恒流源的自身特性，排除温度的影响，保证第一电容CS1的电压波形与实际的输出电流波形相位一致，从而通过第一电容CS1的电压波形，精确地反射出输出电流的变化。

3、本实用新型中的PI调节器可以用TL431来代替运算放大器，其优点是TL431价格较低，而且同相端内部自带基准，无需外部提供，大大简化了电路结构，降低了成本。

4、传统的LED驱动电源的恒流控制方案是用副边反馈来实现的。变压器的副边采样输出电压和输出电流的反馈信号，通过误差放大电路的处理后，通过光耦隔离，将反馈信号传递到主变压器原边，对特定的输出电压和输出电流进行调节，其结构复杂，并且需要较多的元件来配合实现，而且光耦和副边的误差放大电路的成本也不低。本实用新型提供的原边控制的实现方法最大的优势就是可以省去隔离光耦和运放这两个芯片以及与之配合的一组元器件，可以大大减少元器件数量，降低成本。

5、如今市面上也有很多用原边控制芯片来实现恒流控制的方案。但这种原边控制方案价格较高，其一致性以及高温下的恒流特性也一直饱受质疑。本实用新型提供的原边控制电路由小体积、低成本、高精度的离散元件搭建而成，其输出电流检测电路中的镜像恒流源电流排除掉温漂的不利影响，保障了批量一致性和高温特性。

附图说明

图1为一种原边控制装置的连接框图；

图2为一种原边控制装置的电路图；

图3为本实用新型中PI调节器中第一运算放大器是TL431的应用电路图；

图4为一种原边控制装置的输出电流波形图；

图5为本实用新型中输出电流检测电路的第一电容CS1的电压波形图。

具体实施方式

为便于本领域技术人员理解，下面结合附图及实施例对本实用新型作进一步的详细说明。

实施例1：

如图1～5所示，一种原边控制装置，包括输出电流检测电路、PI调节器、导通时间(Ton)发生电路、关断电路和功率变换器；所述输出电流检测电路通过检测到的辅助绕组电压模拟出输出电流波形；所述PI调节器输出控制误差信号；导通时间发生电路根据误差信号控制Ton时间；关断电路用于关断功率变换器的开关元件；所述功率变换器拓扑可以是升降压式或反激式功率变换器。其中输出电流检测电路、PI调节器、导通时间发生电路、关断电路和功率变换器依次连接。

本实施例中的输出电流检测电路的电路图如图2的101模块所示，输出电流检测电路包括第一PNP型三极管QS1、第二PNP型三极管QS2、第三NPN型三极管QS3、第四NPN型三极管QS4、第一电阻RS1、第二电阻RS2、第三电阻RS3和第一电容CS1；其中，第一PNP型三极管QS1的发射极与第一电路相连，第一PNP型三极管QS1的基极分别与第二PNP型三极管QS2的基极、第一PNP型三极管QS1的集电极和第三NPN型三极管QS3的集电极相连，第三NPN型三极管QS3的发射极与第二电阻RS2的第二端相连，第二电阻RS2的第一端与第二电路相连，第三NPN型三极管QS3的基极与第三电路相连，第二PNP型三极管QS2的发射极与第一电路相连，第二PNP型三极管QS2的集电极与第四NPN型三极管QS4的集电极相连，第四NPN型三极管QS4的基极与第二电阻RS2的第二端相连，第二电阻RS2第一端与第二电路相连，第四NPN型三极管QS4的基极与第三电阻RS3的第一端相连，第三电阻RS3的第二端与第三电路相连，第四NPN型三极管QS4的发射极与第三电路相连，第四NPN型三极管QS4的集电极与第一电容CS1的第一端相连，第一电容CS1的第二端与第三电路相连。

本实施例中的PI调节器的电路图如图2的102模块所示，PI调节器包括第四电阻RS4、第五电阻RS5、第二电容CS2、第三电容CS3和第一运算放大器US1；其中，第二电容CS2和第四电阻RS4构成一级RC滤波，第四电阻RS4的第一端与输出电流检测电路的第一电容CS1的第一端相连，第四电阻RS4的第二端分别与第二电容CS2的第一端、第五电阻RS5的第一端、第一运算放大器的反相端相连，第二电容CS2的第二端与第三电路相连，第五电阻RS5的第二端与第三电容CS3的第一端相连，第三电容CS3的第二端与第一运算放大器的输出端相连，第一运算放大器的同相端设置了一个基准电压。

本实施例中的PI调节器的第一运算放大器也可以用TL431实现，其原理图如图3所示，其结构在此不多加描述。

本实施例中的导通时间发生电路的电路图如图2的103模块所示，导通时间发生电路包括第六电阻RS6、第七电阻RS7、第八电阻RS8、第九电阻RS9、第四电容CS4、第五PNP型三极管QS5、第六NPN型三极管QS6和第七NPN型三极管QS7；其中，第六电阻RS6的第一端分别与第五PNP型三极管QS5的基极、PI调节器的第一运算放大器的输出端和第七电阻RS7的第一端相连，第六电阻RS6的第二端与第一电路相连，第七电阻RS7的第二端与第三电路相连，第五PNP型三极管QS5的集电极分别与第四电容CS4的第一端和第六NPN型三极管QS6的集电极相连，第四电容CS4的第一端与第三电路相连，第五PNP型三极管QS5的发射极与第八电阻RS8的第二端相连，第八电阻RS8的第一端与第一电路相连，第六NPN型三极管QS6的发射极与第三电路相连，第六NPN型三极管QS6的基极分别与第九电阻RS9的第一端和第七NPN型三极管QS7的集电极相连，第九电阻RS9的第二端与第一电路相连，第七NPN型三极管QS7的发射极与第三电路相连，第七NPN型三极管QS7的基极第二电路相连。

本实施例中的关断电路的电路图如图2的104模块所示，它的功能依靠第八NPN型三极管QS8来实现；第八NPN型三极管QS8的基极与导通时间(Ton)发生电路的第五PNP型三极管QS5的集电极相连，第八NPN型三极管QS8的集电极与功率变换器的开关元件相连，第八NPN型三极管QS8的发射极第三电路(地)相连。

本实施例中的第一电路是VCC，第二电路是变压器辅助绕组非接地端，所述第三电路是地。

上述原边控制装置的实现方法，包括以下步骤：

(1)、当功率变换器的开关元件处于导通状态后，辅助正激绕组的电压(Vaux)为正电压，第一PNP型三极管QS1、第二PNP型三极管QS2、第三二极管QS3均截止，第四NPN型三极管QS4导通，此时，第一电容CS1经过第四NPN型三极管对地放电，保证CS1的起始电压(Vc0)近似为零，即：

Vc0≈0 ①

当功率变换器的开关元件关断时，功率变换器的输出电压Vo和输出整流二极管的正向电压Vf1会被反射在辅助正激绕组的电压(Vaux)上，则有：

Vaux＝n(Vo+Vf1)

其中：n是辅助绕组和副边绕组的匝比；

由于Vf1<<V o，为简化计算则：

Vaux≈nVo ②

此时辅助正激绕组的电压(Vaux)为负电压，第三NPN型三极管QS3导通，第三NPN型三极管QS3的发射极电流如下：

ie3＝(nVo-Vf3)/RS1

其中：ie3是第三NPN型三极管QS3的发射极电流；Vf3是第三NPN型三极管QS3的b-e级压降。

由于Vf3<<Vo，为简化计算则：

ie3≈(nVo)/RS1 ③

第一PNP型三极管QS1和第二PNP型三极管QS2组成的镜像电流源，根据镜像电流源的恒流特性，第三NPN型三极管QS3的发射极电流ie3近似等于第二PNP型三极管QS2的集电极电流ie2，即：

ie3≈ie2＝iCS1。 ④

iCS1是第一电容CS1的充电电流。

而已知iCS1＝CduCS1/dt。所以，第一电容CS1的电压就是第一电容CS1的初始电压加上充电电压，即：

将①、③、④式代入，可以得出：

由于C、n和RS1都是固定值，所以第一电容CS1的电压VCS1的值是一个斜率关于Vo的函数，其波形如图5所示；

当功率变换器的开关元件再次进入导通状态后，第四NPN型三极管QS4导通，给CS1放电，依次循环；

而已知输出电流(Io)的平均值等于副边绕组电流(Is)的平均值，则：

Io＝Is＝Ip-(Vo/Ls)*t ⑥

其中：Ip是副边绕组的峰值电流。Ls是副边绕组的电感量，

由于Ls是固定值，所以输出电流Io的值也是一个斜率关于Vo的函数。其波形如图4所示。由此看来，第一电容CS1的电压VCS1和输出电流Io的斜率成一定的比例。而第一电容CS1充放电的过程是随着功率变换器的开关元件的导通与关断切换的，所以，第一电容CS1的电压VCS1和输出电流Io的波形成一定的比例，也就是说，输出电流Io的变化会反射到第一电容CS1的电压上，即模拟出了输出电流波形；

(2)、输出电流检测电路输出的模拟输出电流波形信号经过PI调节器后，输出误差信号。当模拟输出电流波形的电压大于第一运算放大器US1的基准电压(Vref)时，误差信号输出减小，反之当模拟输出电流波形的电压小于第一运算放大器US1的基准电压(Vref)时，误差信号输出增大。

(3)、当第五PNP型三极管QS5接收到误差信号后，第五PNP型三极管QS5导通，集电极电流给第四电容CS4充电，第四电容CS4电压增加到0.7V时，关断电路的第八NPN型三极管QS8导通，此时，功率变换器的开关元件进入关断状态。开关元件关断后，辅助正激绕组电压(Vaux)进入负半周，第七NPN型三极管QS7截止，第六NPN型三极管QS6导通，第四电容CS4放电；

(4)输出电流增大时，输出电流检测电路模拟出的输出电流波形的电压也随之增大，此时，PI调节器输出的误差信号减小，第五PNP型三极管QS5的集电极电流增大，第四电容CS4的电压加快上升到第八NPN型三极管QS8的导通电压，开关元件快速关断，Ton减小，输出电流减小；反之，当输出电流减小时，误差信号增大，第四电容CS4的电压缓慢增加，开关元件延迟关断，Ton增大，输出电流也增大，从而达到恒流控制的目的。

尽管本实用新型在实施例中使用的是PI调节器来生成误差信号，调整导通时间。然而本实用新型不限于此，本领域技术人员很容易想到用积分调节器或者PID调节器，以及相应的变化其他元器件来生成误差信号，并对其进行处理后来调整导通时间，该变化应被包括在本实用新型范围之内。

同样的，本实用新型在实施例中，第一三极管QS1、第二三极管QS2、第五三极管QS5都是用PNP型三极管来实现各自的功能，然而本实用新型不限于此，本领域技术人员很容易想到用NPN型三极管，甚至是P型MOS管或者N型MOS管，并相应的变化其他元器件来实现类似功能，该变化应被包括在本实用新型范围之内。

此外，第三三极管QS3、第四三极管QS4、第六三极管QS6、第七三极管QS7、第八三极管QS8都是用NPN型三极管来实现各自的功能，然而本实用新型不限于此，本领域技术人员很容易想到用PNP型三极管，甚至是N型MOS管或者P型MOS管，并相应的变化其他元器件来实现类似功能，该变化应被包括在本实用新型范围之内。

上述具体实施方式为本实用新型的优选实施例，并不能对本实用新型进行限定，其他的任何未背离本实用新型的技术方案而所做的改变或其它等效的置换方式，都包含在本实用新型的保护范围之内。