无线通信系统接收器以及放大器的制作方法

本发明有关于一种无线通信系统接收器，尤指一种可抑制噪声(interference-robust)的接收器，可为无线通信系统提供高线性基带信号并且具有高动态范围和改善的功率效率。

背景技术：

设计无线通信系统射频(radiofrequency,rf)接收器时，一个重要的考虑是在面对强烈带外(out-of-band)干扰下，能够侦测微弱的带内(in-band)信号。若接收器的线性度不足，带外信号干扰会让接收器呈现饱和(saturate)，而且会阻挡带内信号，因此一般会在接收器之前级设置表面声波(surfaceacousticwave,saw)滤波器以改善此种问题。saw滤波器是一种具有高品质因素(qualityfactor,q)的带通(band-pass)滤波器，因此能对带外信号提供通常大于20db的高抑制比(rejectionratio)，以满足接收器的线性度需求。

图1为背景技术中应用于无线通信系统中的接收器100的功能方块图。接收器100包含saw滤波器102、rf信号处理器110、频率转换接口120，以及模拟信号处理器130。saw滤波器102为频率选择装置，能传送rf信号的带内部分并衰减rf信号的带外部分。rf信号处理器110包含匹配网络(matchingnetwork)112和低噪声放大器(lownoiseamplifier,lna)114，匹配网络112能提供功率或噪声匹配，而低噪声放大器114能增强信号强度。背景技术中频率转换接口120包含混频器(mixer)126，其依据本地振荡(localoscillator,lo)信号来运作。经过信号过滤和信号增强后，混频器126会将rf信号降频至中间频率信号，以提供给后级(例如模拟信号处理器130)运作所需的信号。

背景技术的接收器100有许多缺点：首先，saw滤波器的带内信号的衰减会降低信号侦测能力，因此在saw滤波器之后需使用更敏感的接收器100；更重要的是，在现今常见的采用硅(silicon)技术或硅锗(silicongermanium)技术的互补金属氧化物半导体(cmos)制造过程或双载子互补金属氧化物半导体(bicmos)制造过程中，目前尚无任何符合经济效益的方法能在同一制造过程内制作saw滤波器和其后级的有源电路(activecircuit)。因此，saw滤波器会在通讯装置内占据极大的电路空间，且会增加生产成本，当应用在多频无线通信系统时前述问题更为显著。并且，低噪声放大器114运作于a类(class-a)模式中，需要较大的功率消耗。

技术实现要素：

有鉴于此，本发明提供一种无线通信系统接收器以及放大器以解决上述问题。

本发明提供一种放大器，包含：第一放大器区块，耦接所述放大器的输入端口和一输出端口，用于对输入信号放大，所述第一放大器区块具有一入级，用以在所述放大器的所述输入端口接收所述输入信号；第二放大器区块，耦接所述放大器的所述输入端和所述输出端口，用于放大所述输入信号，所述第二放大器区块包含：第一输入级，用以在所述放大器的所述输入端口接收所述输入信号；以及第一切换单元，耦接所述第一输入级，所述第一切换单元将所述第一输入级的输出节点选择性的耦接至所述放大器的所述输出端口或者参考电压；偏压电路，耦接所述第一放大器区块和所述第二放大器区块，用以对所述第一放大器区块和所述第二放大器区块提供偏压；以及切换控制器，用以控制至少所述第一切换单元的运作；其中当所述放大器进入第一增益模式时，所述偏压电路应用a类偏压至所述第一放大器区块中的所述输入级以及所述第二放大器区块中的所述第一输入级，所述切换控制器控制所述第一切换单元，以将所述第一输入级的所述输出节点耦接至所述参考电压。

本发明另提供一种放大器，包含：第一放大器区块，耦接所述放大器的输入端口和输出端口，用于对输入信号放大，所述第一放大器区块具有输入级，用以在所述放大器的所述输入端口接收所述输入信号；第二放大器区块，耦接所述放大器的所述输入端和所述输出端口，用于放大所述输入信号，所述第二放大器区块包含：多个输入级，所述多个输入级中的每一个用以在所述放大器的所述输入端口接收所述输入信号；以及多个切换单元，分别耦接至所述多个输入级，其中所述多个切换单元中的每一个用以控制对应输入级的输出节点的连接；偏压电路，耦接所述第一放大器区块和所述第二放大器区块，用以对所述第一放大器区块和所述第二放大器区块提供偏压；以及切换控制器，用以控制所述多个切换单元的运作；其中当所述输入信号的输入功率超过预定值时，所述偏压电路应用a类偏压至所述第一放大器区块中的所述输入级和所述第二放大器区块中的所述多个输入级，所述切换控制器控制所述多个切换单元，以断开所述第二放大器区块中所述多个输入级的输出节点与所述放大器的所述输出端口的连接，并且在所述第二放大器区块中至少一个输入级被由所述切换控制器控制的至少一个切换单元所禁能。

本发明另提供一种放大器，其包括：第一放大器区块，耦接所述放大器的输入端口和输出端口，用于对输入信号放大，所述第一放大器区块具有第一输入级，用以在所述放大器的所述输入端口接收所述输入信号；第二放大器区块，耦接所述放大器的所述输入端口和所述输出端口，所述第二放大器区块包含：第二输入级，用以在所述放大器的所述输入端口接收所述输入信号；以及切换单元，耦接至所述第二输入级，用于控制所述第二输入级的输出节点的连接；偏压电路，耦接所述第一放大器区块和所述第二放大器区块，对所述第一放大器区块和所述第二放大器区块提供偏压；以及切换控制器，用以控制所述切换单元；其中当所述输入信号的输入功率超过预定值时，所述偏压电路应用ab类偏压至所述第一输入级和所述第二输入级，所述第二输入级被由所述切换控制器控制的所述切换单元禁能。

本发明提供一种无线通信系统接收器，包含多个信号处理元件，用来根据射频信号产生接收器输出，所述多个信号处理元件包括上述放大器，其中所述放大器为ab类偏置放大器；其中所述多个信号处理元件设置于芯片上，且所述ab类偏置放大器在所述芯片包含的其他放大器之前处理对应于所述射频信号的信号。

本发明提供一种无线通信系统接收器，其包含：射频信号处理器，用来提供射频信号，包括上述的放大器，以对所述射频信号进行放大；以及频率转换接口，耦接所述射频信号处理器，从所述射频信号处理器接收所述射频信号，产生所述射频信号的降频转换结果。

本发明所提供的无线通信系统接收器以及放大器，能够抑制噪声且具有改善的动态范围和功率效率，并且可减少产生二次谐波。

附图说明

图1为现有技术中用于无线通信系统中的接收器的功能方块图。

图2a和图2b为本发明实施例中无线通信系统中可抑制噪声接收器的功能方块图。

图3a、3b、4和5为本发明如图2b所示实施例的接收器的电路图。

图6a和6b为本发明实施例的频率转换接口运作时示意图。

图7为本发明如图2b所示实施例中接收器的电路图。

图8a和8b为本发明实施例中模拟信号处理器的电路图。

图9a为被偏置而运作于a类模式下的mos晶体管的运作示意图。

图9b为被偏置而运作于ab类模式下的mos晶体管的运作示意图。

图10为采用ab类放大器的无线通信接收器的方块示意图。

图11为采用ab类放大器的另一个无线通信接收器的方块示意图。

图12a和12b为根据本发明实施例的无线通信系统另一个接收器的功能示意图。

图13为根据本发明实施例的ab类偏置放大器的方块示意图。

图14为ab类偏置放大器的一种示范电路示意图。

图15为根据本发明实施例支持不同增益模式的放大器示意图。

图16为根据本发明另一实施例支持不同增益模式的放大器的示意图。

图17为根据本发明另一个示范实施例支持不同增益模式的放大器示意图。

图18为在低增益模式下低噪声放大器增益和偏置电流之间关系的示意图。

图19为在低增益模式下匹配增益和偏置电流之间关系的示意图。

图20为在低增益模式下二次谐波电流和偏置电流之间关系的示意图。

具体实施方式

在说明书及申请专利权利要求当中使用了某些词汇来指称特定的元件。所属领域中具有公知常识者应可理解，硬件制造商可能会用不同的名词来称呼同一个元件。本说明书及申请专利权利要求并不以名称的差异来作为区分元件的方式，而是以元件在功能上的差异来作为区分的准则。在通篇说明书及权利要求当中所提及的“包含”为开放式的用语，故应解释成“包含但不限定于”。以外，“耦接”一词在此为包含任何直接及间接的电性连接手段。因此，若文中描述第一装置耦接于第二装置，则代表该第一装置可直接电性连接于该第二装置，或透过其他装置或连接手段间接地电性连接至该第二装置。

图2a和2b为本发明实施例中无线通信系统中可抑制噪声(interference-robust)接收器200的功能方块图。图2a和2b所示的接收器200皆包含rf信号处理器210、频率转换接口220和模拟信号处理器230，可接收宽带rf信号并将其降频至特定中间频率。图2b所示的接收器200另包含直流隔绝电路(blockingcircuit)240，用来在rf信号处理器210和频率转换接口220之间提供直流隔绝(dcisolation)。rf信号处理器210可采用不同设计，例如利用匹配网络212和低噪声放大器214来提供rf信号至频率转换接口220。依据不同应用或电路设计的系统需求，匹配网络212能提供功率或噪声匹配以改善功率增益或噪声指数(noisefigure)。低噪声放大器214能放大rf信号，进而提升驱动频率转换接口220的能力。在本发明实施例中，低噪声放大器214可为伪差分低噪声放大器(pseudo-differentiallna)、单端低噪声放大器(single-endedlna)、全差分低噪声放大器(fullydifferentiallna)，或是其它类型的低噪声放大器。匹配网络212亦可提供信号转换，例如当低噪声放大器214采用差分输入时，匹配网络212可将单端rf信号转换为差分rf信号。

频率转换接口220包含无源混频器(passivemixer)206和滤波器216。无源混频器206依据lo信号来运作，能将rf信号处理器210所提供的rf信号降频至预定中间频率，进而提供相对应的中间频率信号。此外，射频信号的带内部分和带外部分会分别被降频至滤波器216的通带(passband)和阻带(stopband)。在一实施例中，滤波器216的通带可设计在以lo信号为中心的特定频率范围；在其它实施例中，rf信号的带内部分亦可设计在远离lo信号的特定频率范围。换而言之，依据不同设计，rf信号的带内部分可被包含在或不包含在以lo信号为中心的特定频率范围，此特征并不限定本发明范畴。

同时，滤波器216能提供信号抑制：当输入信号的频率在滤波器216的通带内时，滤波器216会传送输入信号；当输入信号的频率在滤波器216的阻带内时，滤波器216会阻挡输入信号。由于无源混频器206将rf信号的带内部分和带外部分分别降频至滤波器216的通带和阻带，模拟信号处理器230实质上仅会接收到在通带内的中间频率信号，因此能避免模拟信号处理器230因不需要的噪声中间频率信号(即被降频至阻带的rf信号)而呈现饱和。换言之，频率转换接口220可作为rf信号处理器210的一电流驱动接口，以处理rf信号的带外部分。

另一方面，滤波器216会抑制噪声中间频率信号在其输入端的电压摆动(voltageswing)。由于无源元件的特性，无源混频器206亦会将在滤波器216的输入端形成的电压升频。因此，随着滤波器216抑制其输入端形成的电压，无源混频器206的输入端形成的电压也会被抑制，进而避免因rf信号的带外部分而让rf信号处理器210呈现饱和。rf信号处理器210可为任一种类放大器，例如跨导放大器(transconductanceamplifier)，作用在于提供rf信号至频率转换接口220。在本发明的实施例中，滤波器216可为全部使用无源元件的无源滤波器，或是同时使用有源和无源元件的无源滤波器。

图3a、图3b、图4和图5为本发明图2b所示实施例的接收器200的电路示意图。在图3a所示本发明第一实施例的接收器200a中，无源混频器206包含4组开关sw1～sw4；滤波器216为电阻-电容(rc)式电流输入/电流输出低通(low-pass)滤波器，其包含电容c1和两电阻r1、r2；直流隔绝电路240a包含两电容cd1和cd2。在图3b所示本发明第一实施例的接收器200b中，无源混频器206包含4组开关sw1～sw4；滤波器216为rc式电流输入/电流输出低通滤波器，其包含电容c1和两电阻r1、r2；直流隔绝电路240b包含变压器(transformer)。无源混频器206接收rf信号(由流入第一输入节点n1和流出第二输入节点n2的电流irf来表示)，并输出中间频率信号(由流出第一输出节点n3和流入第二输出节点n4的电流imixer_bb来表示)。在直流隔绝电路240a中，电容cd1设置于rf信号处理器210和第一输入节点n1之间，而电容cd2设置于rf信号处理器210和第二输入节点n2之间，用于进行dc隔绝；直流隔绝电路240b则利用变压器来提供dc隔绝。开关sw1～sw4依据差分本地振荡信号对lo+和lo-来运作，其中正差分本地振荡信号lo+和负差分本地振荡信号lo-之间的相位差为180度。开关sw1依据正差分本地振荡信号lo+来选择性地导通/断开第一输入节点n1和第一输出节点n3之间的信号传送路径，开关sw2依据负差分本地振荡信号lo-来选择性地导通/断开第一输入节点n1和第二输出节点n4之间的信号传送路径，开关sw3依据负差分本地振荡信号lo-来选择性地导通/断开第二输入节点n2和第一输出节点n3之间的信号传送路径，而开关sw4依据正差分本地振荡信号lo+来选择性地导通/断开第二输入节点n2和第二输出节点n4之间的信号传送路径。因此，开关sw1～sw4对差分本地振荡信号对lo+和lo-和rf信号irf进行混频(mix)。举例来说，频率为(flo+δf)的rf信号irf可由无源混频器206降频至频率为δf的中间频率信号imixer_bb。因此，rf信号的带内部分其频率可从(flo+δf1)降至δf1，而rf信号的带外部分其频率可从(flo+δf2)降至δf2。降频后rf信号的带内部分和带外部分分别由ibb和ijammer_bb来表示。

当δf1<δf2时，低通滤波器的转角频率(cornerfrequency)的值(1/4πr1c1)需介于δf1和δf2之间，如此降频后rf信号的带内部分ibb会在低通滤波器216的通带内，而降频后rf信号的带外部分ijammer_bb则会在低通滤波器216的阻带内，因此ibb会透过电阻r1和r2传送至模拟信号处理器230，而ijammer_bb则会被电容c1阻挡，进而避免模拟信号处理器230因噪声中间频率信号ijammer_bb而呈现饱和。

同时，第一输出节点n3和第二输出节点n4之间不可避免地会形成中间频率电压摆动δvmixer_bb。由于无源元件的特性，无源混频器206同时亦会将中间频率电压摆动δvmixer_bb升频至第一输入节点n1和第二输入节点n2之间的rf电压δvrf。若低通滤波器216的转角频率其值远小于δf2(例如超过10倍)，中间频率电压摆动δvmixer_bb在频率δf2时其值约等于ijammer_bb/2πδf2c1。因此，通过增加滤波器216内电容c1之值，可抑制因rf信号的带外部分而在第一输出节点n3和第二输出节点n4之间所形成之中间频率电压摆动δvmixer_bb，而在第一输入节点n1和第二输入节点n2之间所形成的rf电压δvrf亦会以同样比率被抑制，进而避免rf信号处理器210因rf信号的带外部分造成之rf电压δvrf而呈现饱和。

在图4所示本发明第二实施例接收器200c中，滤波器216为rc式电流输入/电流输出高通(high-pass)滤波器，其包含电阻r1和两电容c1、c2。在此实施例中δf1>δf2，因此高通滤波器216的转角频率(1/πr1c1)和(1/πr1c2)其值需介于δf1和δf2之间，如此降频后rf信号的带内部分ibb会在高通滤波器216的通带内，而降频后rf信号的带外部分ijammer_bb则会在高通滤波器216的阻带内，因此ibb会透过电容c1和c2传送至模拟信号处理器230，而ijammer_bb则会被电阻r1过滤，进而避免模拟信号处理器230因噪声中间频率信号ijammer_bb而呈现饱和。

若高通滤波器216的转角频率其值远大于δf2(例如超过10倍)，中间频率电压摆动δvmixer_bb在频率δf2时其值约等于为ijammer_bb*r1。因此，透过减少滤波器216内电阻r1的值可抑制因rf信号的带外部分而在第一输出节点n3和第二输出节点n4之间所形成的中间频率电压摆动δvmixer_bb，而在第一输入节点n1和第二输入节点n2之间所形成之rf电压δvrf亦会以同样比率被抑制，进而避免rf信号处理器210因rf信号的带外部分所造成的rf电压δvrf而呈现饱和。另一方面，接收器200c亦可使用如图3b所示直流隔绝电路240b。

在图5所示本发明第三实施例接收器200d中，滤波器216为rc式电流输入/电压输出低通滤波器，其包含电容c1和电阻r1。在此实施例中δf1<δf2，因此低通滤波器216的转角频率(1/2πr1c1)其值需介于δf1和δf2之间，如此降频后rf信号的带内部分ibb会在低通滤波器216的通带内。因此，在第一输出节点n3和第二输出节点n4之间所形成且输出至模拟信号处理器230的带内中间频率电压摆动δvbb其值约等于为ibb*r1。另一方面，降频后rf信号的带外部分ijammer_bb会在低通滤波器216的阻带内，因此在第一输出节点n3和第二输出节点n4之间所形成的噪声中间频率电压摆动δvmixer_bb其值约等于为ijammer_bb/2πδf2c1。因此，通过增加滤波器216内电容c1的值可抑制因rf信号的带外部分而在第一输出节点n3和第二输出节点n4之间所形成的中间频率电压摆动δvmixer_bb。在此实施例中，透过抑制中间频率电压摆动δvmixer_bb在频率δf2时的值可避免模拟信号处理器230呈现饱和。如前所述，在第一输入节点n1和第二输入节点n2之间所形成的rf电压摆动δvrf亦会以同样比率被抑制，进而避免rf信号处理器210因rf信号的带外部分造成的rf电压摆动δvrf而呈现饱和。同时，接收器200d亦可使用如图3b所示的直流隔绝电路240b。

图6a和图6b为本发明实施例频率转换接口220运作时的示意图，图6a显示了无源混频器206的输入阻抗(impedance)，而图6b显示了滤波器216的频率响应图。曲线m1和m1’代表了当滤波器216的等效电阻为100ohm而等效电容为400pf时的结果，而曲线m2和m2’代表了当滤波器216的等效电阻为100ohm而等效电容为800pf时的结果。如图6a和图6b所示，带外抑制比率(亦即抑制带外电压摆动的能力)可由适当地选择滤波器216的电阻值和电容值来决定。

图7为本发明如图2b中接收器200的第五实施例的电路图。在图7所示本发明第五实施例接收器200e中，无源混频器206包含8组开关sw1～sw8，直流隔绝电路240a包含两电容cd1和cd2。无源混频器206于第一输入节点n1和第二输入节点n2，以及于第三输入节点n5和第四输入节点n6接收rf信号(由流入和流出无源混频器206的电流irf来表示)，并于第一输出节点n3和第二输出节点n4，以及于第三输出节点n7和第四输出节点n8输出中间频率信号。电容cd1能在rf信号处理器210和第一输入节点n1之间提供dc隔绝，以及在rf信号处理器210和第三输入节点n5之间提供dc隔绝；电容cd2能在rf信号处理器210和第二输入节点n2之间提供dc隔绝，以及在rf信号处理器210和第四输入节点n6之间提供dc隔绝。接收器200e亦可使用如图3b所示的直流隔绝电路240b。开关sw1～sw4依据差分本地振荡信号对loi+和loi-来运作，而开关sw5～sw8则依据差分本地振荡信号对loq+和loq-来运作。换而言之，开关sw1～sw8依据对应的本地振荡信号来选择性地导通/断开相对应输入端和相对应输出端之间的信号传送路径，因此开关sw1～sw4可对差分本地振荡信号对loi+和loi-与rf信号irf进行混频，而开关sw5～sw8可对差分本地振荡信号对loq+和loq-与rf信号irf进行混频。

在接收器200e中，混频器206依据正交(quadrature)本地振荡信号来运作，其中差分本地振荡信号loi+和差分本地振荡信号loi-之间的相位差为180度，差分本地振荡信号loi+和差分本地振荡信号loq+之间的相位差为90度，而差分本地振荡信号loi+和差分本地振荡信号loq-之间的相位差为270度。如图7所示，滤波器216可包含两rc滤波器，每一rc滤波器包含电容c1和两电阻r1、r2；或是采用如图4和图5所示的其它架构的滤波器。带外抑制比率(out-of-bandrejectionratio)可由适当地选择滤波器216的电阻值和电容值来决定。

图8a和图8b为本发明实施例中模拟信号处理器230的电路图。如图8a所示，针对图3a、图3b和图4所示之rc式电流输入/电流输出滤波器，模拟信号处理器230可为跨导(transimpedance)放大器，其包括具有rc反馈的运算放大器。如图8b所示，针对图5所示的rc式电流输入/电压输出rc滤波器，模拟信号处理器230可为电压放大器。

本发明实施例依据不同无线通信系统的需求亦可使用其它架构的rc滤波器来提供低通、带通或是高通频率响应，或是使用其它类型的模拟信号处理器。图3a至图5，以及图8a和图8b仅为本发明实施例，并不限定本发明的范畴。

本发明的实施例能为无线通信系统提供一种可抑制噪声的无线通信系统接收器，而不需使用面积庞大且昂贵的saw滤波器或其他类似元件。透过无源混频器和设计合适的滤波器，本发明实施例中频率转换接口能抑制rf信号的带外部分在其输入端所形成的rf电压摆动，以及抑制在其输出端所形成的带外中间频率电压摆动。因此，设置于频率转换接口之前的rf信号处理器和设置于频率转换接口之后的模拟信号处理器皆不会因为rf信号的带外部分而呈现饱和。由于rf信号处理器和模拟信号处理器皆能在强烈带外噪声信号的干扰下正常运作，本发明的接收器能够侦测微弱的带内信号以提供后续运作所需。

如图2a和图2b所示，rf信号处理器210中包含信号增强放大器(例如低噪声放大器214)，其中低噪声放大器214可由a类(class-a)放大器实现。因此，如图9a所示，对a类放大器的金属氧化物半导体(mos)晶体管偏压(biased)，以使其运作于a类模式，且应当正确设置偏置电流(biascurrent)idc_a，即平均电流，使其大于带内信号峰值水平isig_peak。其中图9a为被偏置而运作于a类模式下的mos晶体管的运作示意图。举例而言，当特定的跨导为120ma/v以及+1dbm的带外信号(即带外抖动/隔绝/干扰)时，需要偏置电流idc_a大于42ma，而如此会导致大量的功率消耗。为降低功率消耗，本发明其中之一示范实施例采用ab类(class-ab)放大器。如图9b所示，ab模式下的偏置电流idc_ab小于a模式下的偏置电流idc_a，其中图9b为被偏置而运作于ab类模式下的mos晶体管的运作示意图。

根据如上所述，本发明也可在无线通信接收器中采用ab类放大器。图10为采用ab类放大器的无线通信接收器的方块示意图。无线通信系统的接收器1000包含多个信号处理元件1002_1、1002_2…1002_n，依据rf信号rf_in产生接收器输出信号s_out，其中信号处理元件1002_1、1002_2…1002_n中包含的放大器可为ab类偏置放大器(biasedamplifier)。在该实施例中(本发明并非仅限于此)，信号处理元件1002_2和1002_n-1为放大器，其中信号处理元件1002_2为ab类偏置放大器。如图10中所示，信号处理元件1002_1…1002_n设置于芯片1001上，ab类偏置放大器(例如信号处理元件1002_2)于芯片1001上的其他放大器(例如信号处理元件1002_n-1)之前处理rf信号rf_in。依据对信号处理元件1002_1…1002_n的实际设计，接收器输出信号s_out可以为由处理rf信号rf_in得到任何信号。举例而言，接收器输出信号s_out为基带输出，信号处理元件1002_2为低噪声放大器，信号处理元件1002_n-1为可编程增益放大器(programmablegainamplifier,pga)。由于ab类放大器是用于处理从rf信号得到的信号的第一个放大器，由ab类放大器实现的接收器效能改善可以达到最优。

图11为采用ab类放大器的另一个无线通信接收器的方块示意图。无线通信系统的接收器1100包括rf信号处理器1102和频率转换接口1104，频率转换接口1104耦接于rf信号处理器1102，其中rf信号处理器1102对rf信号rf_in处理后传送至频率转换接口1104，频率转换接口1104对从rf信号处理器1102接收的rf信号降频产生降频信号sd_out。如图11所示，rf信号处理器1102包括ab类偏置放大器1108以对rf信号rf_in放大，此外rf信号处理器1102也可包括其他电路1106，以处理输入的rf信号rf_in。举例而言，其他电路1106可包含匹配网络。由于在频率转换接口1104对rf信号执行降频之前，ab类偏置放大器1108对rf信号进行处理，ab类偏置放大器带来的接收器效能改善达到最优。

如图10和图11所示的接收器架构可抑制噪声，且具有改善的动态范围/功率效率。图12a和图12b为根据本发明实施例的无线通信系统另一个接收器1200的功能示意图。接收器1200与图2a和图2b中的接收器200类似，主要区别在于rf信号处理器1210中的低噪声放大器1214是ab类偏置放大器。图12a和图12b中的直流隔绝电路240、频率转换接口220和模拟信号处理器230，也可根据前述的图3a、3b、4、5、7、8a和8b中所示的电路实现。除ab类低噪声放大器1214外，通过上面描述本领域的普通技术人员可得出其他元件的运作和功能，此处不再赘述。

在一个例子中，当采用图10所示的接收器架构时，rf信号处理器1210、频率转换接口220和模拟信号处理器230设置于相同芯片上；或者rf信号处理器1210、直流隔绝电路240、频率转换接口220和模拟信号处理器230设置于相同芯片上，其中ab类低噪声放大器1214为ab类偏置放大器，于相同芯片上其他的放大器(例如包含在模拟信号处理器230中的pga)之前处理rf信号。在另一个例子中，当采用图11所示的接收器架构时，明显地，在频率转换接口220中的无源混频器206对rf信号执行降频处理之前，ab类低噪声放大器1214(ab类低噪声放大器1214也为偏置放大器)对rf信号处理。简言之，由于设置于无源混频器之后的新颖的滤波器和设置于无源混频器之前的新颖的ab类低噪声放大器，实现了可抑制噪声且具有改善的动态范围/功率效率的接收器。以下为ab类低噪声放大器1214的详细描述。

图13为根据本发明实施例的ab类偏置放大器的方块示意图。ab类偏置放大器1300包括第一放大器区块1302、第二放大器区块1304和偏压电路1306，但本发明并不仅限于此。第一放大器区块1302耦接ab类偏置放大器1300的输入端口n_in，并且在输入端口n_in处接收输入信号s1。偏压电路1306耦接第一放大器区块1302，用于对第一放大器区块1302提供偏压以运作在ab类模式。举例而言，第一放大器区块1302包括至少一个晶体管1308作为输入晶体管，晶体管1308具有控制端nc耦接偏压电路1306，由偏压电路1306提供偏压用于ab类模式运作。更具体的，当信号为带外信号时，确保晶体管1308运作于ab类模式。请注意，通过简单设置晶体管的偏压点可实现第一放大器区块1302的ab类模式运作。因此，ab类偏置放大器1300不同于ab类推挽放大器(push-pullamplifier)。第二放大器区块1304耦接第一放大器区块1302和ab类偏置放大器1300的输出端口n_out，并依据第一放大器区块1302的输出在输出端口n_out处产生输出信号s2。

为了简化，在图13中仅显示了一个晶体管，然而，第一放大器区块1302中用于接收输入信号s1的晶体管数量是可调整的，取决于实际的设计考虑和应用需求。例如，当前述ab类低噪声放大器1214由ab类偏置放大器1300实现时，ab类低噪声放大器1214可为伪差分低噪声放大器、单端低噪声放大器或全差分低噪声放大器。

此外，为降低功率消耗且不影响增益压缩(gaincompression)性能，晶体管1308的电流电压呈指数特性，可使增益扩展以实现更高的动态范围。更具体的，由于当控制端nc处的控制电压线性变化时，流经晶体管1308的电流呈指数变化，流经晶体管1308的偏置电流(即平均电流)会根据输入功率的改变而自动改变，而无需任何侦测和反馈电路。因此，ab类低噪声放大器1214的电流消耗会随着rf输入功率的不同而不同，因此在并非总存在强烈带外信号的实际操作条件下，可节省大量的功率。

在一示范实施例中，晶体管1308为双极结型晶体管(bipolarjunctiontransistor,bjt)。并且，由于工作在弱反转区(weakinversionregion)的mos晶体管具有呈指数的电流电压特性，晶体管1308可以是由偏压电路1306提供偏压的mos晶体管，且工作在弱反转区。例如，呈指数的电流电压特性可简化的表示为其中id表示流经工作在弱反转区的mos晶体管的电流，vgs表示闸-源电压，vt表示阈值电压。

图14为ab类偏置放大器1300的一种示范电路示意图。ab类偏置放大器1300为伪差分跨导放大器，输出电流信号。由于频率转换接口220作为rf信号处理器1210的电流驱动接口以输入rf信号的带外部分，ab类偏置放大器1300可用于实现第12a和12b图所示的ab类低噪声放大器1214。如图14所示，ab类偏置放大器1300的输入端包括输入节点n1和n2接收差分输入信号对rfin+和rfin-，ab类偏置放大器1300的输出端包括输出节点n3和n4输出差分输出信号对rfout+和rfout-。偏压电路1306产生偏压vb(例如450mv)至mos晶体管m1和m2，以使其工作在弱反转区，其中偏压vb由偏置电流ib和二极管接法的(diode-connected)的mos晶体管m3决定。举例来说，可通过选择二极管形式的mos晶体管m3的大小，以使得偏压能够让mos晶体管m1和m2工作在弱反转区。如此只为说明本发明之用并非用于限制本发明，偏压电路1306可采用能够产生应用至mos晶体管m1和m2的所需偏压的任何方法。与mos晶体管m1和m2工作在a类模式中的情形相比，ab类模式中工作在弱反转区的mos晶体管m1和m2具有更低的偏置电流(即更低的平均电流)，因此会改善功率效率。例如，如果没有带外信号，a类模式下每个mos晶体管的偏置电流为18ma，但ab类模式下每个mos晶体管的偏置电流可降低至4ma。第二放大器区块1304中，采用电感负载(inductiveload)lload使有源装置的动态范围(headroom)最大；此外，低压降(lowdropout,ldo)稳压器1402提供例如为2.7v的供应电压。2.7v的供应电压以及可抑制带外信号的滤波器216所提供的低阻抗可避免输出被限幅并能够抑制输出畸变。图14所述的电路仅为说明之用，本发明并非仅限于此。遵循本发明精神的任何放大器架构均可用于实现ab类偏置放大器1300或者ab类低噪声放大器1214，其他替代的放大器设计均属于本发明保护范围。

如上所述，信号增强放大器(例如低噪声放大器214)可由ab类偏置放大器实现，以达到较低的功率消耗。然而，当接收的rf信号之带内部分的输入功率较大时(例如-15dbm)，ab类偏置放大器的二次谐波较为显著而无法忽略。例如，无源混频器206所需的本地振荡信号可由例如压控振荡器所产生的振荡信号生成。ab类偏置放大器的二次谐波可能会泄漏至压控振荡器，导致不期望的突波噪声(spur)。因此，不期望的突波噪声将接收的rf信号之带内部分降频至期望的基带，并损坏基带信号之期望的带内部分。由于预测ab类偏置放大器二次谐波的实际泄漏对其他电路元件的影响较为困难，因此难以滤除ab类偏置放大器二次谐波的实际泄漏。因此，对于消除ab类偏置放大器二次谐波泄漏导致的干扰，可能的解决方法是减少ab类偏置放大器的二次谐波。因此，提出了可降低谐波的多种示范放大器。更具体的，当输入信号的输入功率超过预定值时，即意味着二次谐波不可忽略，所提出的放大器将离开一种增益模式而进入另一种增益模式，以减少二次谐波。下面进行详细描述。

图15为根据本发明实施例支持不同增益模式的放大器示意图。放大器1500包括第一放大器区块1502、第二放大器区块1504、偏压电路1506和切换控制器1508，但本发明并不仅限于此。第一放大器区块1502和第二放大器区块1504均耦接至放大器1500的输入端口n_in’和输出端口n_out’。第一放大器区块1502放大输入信号s1’(例如rf信号)，且包括输入级1510和可选择的切换单元1512，其中输入级1510在输入端口n_in’接收输入信号s1’，切换单元1512耦接输入级1510并且控制输入级1510的输出节点n11的连接。第二放大器区块1504包括输入级1514和切换单元1516，其中输入级1514在输入端口n_in’接收输入信号s1’，切换单元1516耦接输入级1514并且控制输入级1514的输出节点n12的连接。在此示范实施例中，输入级1510和1514为跨导级，且分别由作为输入晶体管的mos晶体管m11和m12实现；切换单元1512由mos晶体管m21实现，切换单元1516由mos晶体管m22实现。请注意，mos晶体管m12的跨导大小大于mos晶体管m11的跨导大小。偏压电路1506耦接第一放大器区块1502和第二放大器区块1504，用于对第一放大器区块1502和第二放大器区块1504提供偏压，使其工作在ab类模式。更具体的，偏压电路1506耦接mos晶体管m11和m12，并产生偏压vbab使mos晶体管m11和m12工作在ab模式。因此，可通过简单的设定mos晶体管m11和m12的偏压点，即可实现第一放大器区块1502和第二放大器区块1504的ab类运作。举例而言，偏压电路1506可采用图14所示偏压电路1306的电路实现，但本发明并不仅限于此。切换控制器1508控制切换单元1512和1516的运作。例如，切换控制器1508产生切换控制信号s21和s22，分别控制mos晶体管m21和m22的开/关状态。

当输入信号s1’的输入功率较低时，放大器1500进入第一增益模式，对输入信号s1’采用第一增益，在输出端口n_out’产生输出信号s2’。当放大器1500运作在第一增益模式时，切换控制器1508设定切换控制信号s21和s22以导通晶体管m21以及m22。据此，由于偏压电路1506应用ab类偏压至第一放大器区块1502和第二放大器区块1504的每个输入级，输出节点n11和n12通过切换控制器控制的切换单元1512和1516耦接输出端口n_out’，放大器1500在第一增益模式下，对输入信号s1’以高增益值的第一增益进行放大。

然而，当输入信号s1’的输入功率增加并且超过预定值时，放大器1500进入第二增益模式，第二增益模式中第二增益的增益值小于前述的第一增益的增益值。此外，为减少放大器增益以及不期望的二次谐波，切换控制器1508设定切换控制信号s21和s22，以导通mos晶体管m21和关断mos晶体管m22。尽管偏压电路1506应用偏压vbab至晶体管m12，由于切换控制器1508使晶体管m22处于关断状态，晶体管m12断开与输出端口n_out’的连接。换言之，第二放大器区块1504中输入级1514被切换控制器1508控制的切换单元1516所禁能。由于第二增益模式下有效(active)输入级(例如有效跨导级)的数目小于第一增益模式下有效输入级的数目，因此可减少放大器1500中产生的不期望的二次谐波。请注意，第一增益模式下偏压vbab的电压电平和第二增益模式下偏压vbab的电压电平可以相同也可以不同。

图16为根据本发明另一实施例支持不同增益模式的放大器的示意图。放大器1600包括如图15所示的第一放大器区块1502、第二放大器区块1604、偏压电路1606和切换控制器1608，但本发明并不仅限于此。第二放大器区块1504和1604的区别在于第二放大器区块1604包含采用两个mos晶体管m22和m23实现的切换单元1616。由图16可知，切换单元1616将输入级1514的输出节点n12选择性的耦接至参考电压(例如供应电压vdd)或者放大器1600的输出端口n_out’。此外，偏压电路1606耦接至第一放大器区块1502和第二放大器区块1604，选择性地为第一放大器区块1502和第二放大器区块1604提供偏压，使其运作在ab类模式或者a类模式。更具体的，偏压电路1606耦接mos晶体管m11和m12，此外，偏压电路1606对mos晶体管m11和m12提供偏压vbab，以便使其运作在ab类模式中，以及为mos晶体管m11和m12提供偏压vba，以便使其运作在a类模式中，其中vba>vbab。并且切换控制器1608控制切换单元1512和1616。例如，切换控制器1608产生切换控制信号s21、s22和s23，分别控制mos晶体管m21、m22和m23的开/关状态。

当输入信号s1’的输入功率较低时，放大器1600进入第一增益模式，对在输入端口n_in’接收的输入信号s1’(例如rf信号)采用第一增益，在输出端口n_out’产生输入信号s2’。当放大器1600运作在第一增益模式时，切换控制器1608设定切换控制信号s21、s22和s23以导通mos晶体管m21和m22并关断mos晶体管m23。据此，由于偏压电路1606应用ab类偏压至第一放大器区块1502和第二放大器区块1604的每个输入级，输出节点n11和n12通过切换控制器1608控制的切换单元1512和1616耦接输出端口n_out’，放大器1600在第一增益模式下，对输入信号s1’以高增益值的第一增益进行放大。

然而，当输入信号s1’的输入功率增加并且超过预定值时，放大器1600进入第二增益模式，第二增益模式中第二增益的增益值小于前述的第一增益的增益值。此外，为减少放大器1600中的放大器增益以及不期望的二次谐波，切换控制器1608设定切换控制信号s21、s22和s23，以导通mos晶体管m21和m23，并关断mos晶体管m22。偏压电路1606对输入级1510和1514采用a类偏压代替ab类偏压。尽管偏压电路1606应用偏压vba至晶体管m12，由于输出节点n12通过导电(electricallyconductive)mos晶体管m23耦接参考电压(例如供应电压vdd)，流经晶体管m12的电流被旁路(bypass)。与ab类偏置放大器相比，a类偏置放大器产生的不期望的二次谐波较少。因此，通过偏置mos晶体管m11和m12使其运作在a类模式下，可减轻放大器1600的二次谐波。

如图2a和图2b所示，匹配网络212设置在低噪声放大器214之前。当用如图15所示的放大器1500实现低噪声放大器214时，由已禁能输入级1514导致的输入阻抗的变化会使得第二增益的增益值受匹配网络212的匹配增益剧烈影响，而这对于接收器设计是不希望的。在另一种情况下，当低噪声放大器214由图16所示的放大器1600实现时，由于a类偏压vba比ab类偏压vbab高，将a类偏压代替ab类偏压会增加dc电流。因此，在低增益(即a类)模式中，抑制不期望的二次谐波会增加dc电流。然而，当输入功率较为适中时(例如-40dbm至-22dbm)，需要低增益的低噪声放大器，且不期望的二次谐波仍然足够小可被忽略。此情形下，放大器需切换至低增益模式但仍在ab类偏压模式下以节省功率。因此，本发明进一步提出了改进的放大器设计，下面进行详细描述。

图17为根据本发明另一个示范实施例支持不同增益模式的放大器示意图。放大器1700包括如第一放大器区块1702、第二放大器区块1704、偏压电路1706和切换控制器1708，但本发明并不仅限于此。第一放大器区块1702和第二放大器区块1704耦接放大器1700的输入端口n_in’和输出端口n_out’。第一放大器区块1702放大输入信号s1’(例如rf信号)，且包括输入级1710和可选择的切换单元1712，其中输入级1710在输入端口n_in’接收输入信号s1’，切换单元1712耦接输入级1710并且控制输入级1710的输出节点n11’的连接。第二放大器区块1704包括多个输入级1714、1718和1722以及多个切换单元1716、1720和1724，其中每个输入级1710、1714、1718和1722在输入端口n_in’接收输入信号s1’，每个切换单元1712、1716、1720和1724控制输入级1710/1714/1718/1722的对应输出节点n11’/n12’n13’/n14’的连接。更具体的，如图17所示，切换单元1716将输入级1714的输出节点n12’选择性的耦接至参考电压(例如供应电压vdd)或者放大器1700的输出端口n_out’，切换单元1720将输入级1718的输出节点n13’选择性的耦接至参考电压或者输出端口n_out’，切换单元1724将输入级1722的输出节点n14’选择性的耦接至参考电压或者输出端口n_out’。

在此示范实施例中，输入级1710、1714、1718和1722为跨导级，且分别由作为输入晶体管的mos晶体管m11’、m12’、m13’和m14’实现；切换单元1712由mos晶体管m21’实现，切换单元1716由mos晶体管m22’和m23’实现，切换单元1720由mos晶体管m24’和m25’实现，切换单元1724由mos晶体管m26’和m27’实现。此外，mos晶体管m13’和m14’的跨导大小均大于mos晶体管m11’和m12’的跨导大小。举例而言，mos晶体管m11’、m12’、m13’和m14’的跨导大小比率可为0.5:0.5:10:10。

偏压电路1706耦接第一放大器区块1702和第二放大器区块1704，用于对第一放大器区块1702和第二放大器区块1704提供偏压，使其工作在ab类模式或者a类模式。举例而言，偏压电路1706耦接mos晶体管m11’、m12’、m13’和m14’，产生偏压vbab使mos晶体管m11’、m12’、m13’和m14’工作在ab模式，或者产生偏压vba使mos晶体管m11’、m12’、m13’和m14’中的一个或多个运作在a模式。切换控制器1708控制切换单元1712、1716、1720和1724的运作，例如，切换控制器1708产生切换控制信号s21’-s27’分别控制mos晶体管m21’-m27’的开/关状态。

示范放大器1700支持不同增益模式，包括高增益模式(例如高增益ab类模式)和两种低增益模式(例如低增益ab类模式和低增益a类模式)。当输入信号s1’的输入功率较低时，放大器1700进入高增益ab类模式，在输入端口n_in’对输入信号s1’采用第一增益，并在输出端口n_out’产生输出信号s2’。当放大器1700进入高增益ab类模式，偏压电路1706产生偏压vbab至每个输入级1710、1714、1718和1722，切换控制器1708设定切换控制信号s21’-s27’以导通mos晶体管m21’、m22’、m24’和m26’以及关断mos晶体管m23’、m25’和m27’。据此，由于偏压电路1706采用ab类偏压至每个输入级1710、1714、1718和1722，输出节点n11’-n14’通过切换控制器1708控制的切换单元1712、1716、1720和1724均耦接至输出端口n_out’，放大器1700在高增益ab类模式下可对输入信号s1’以具有高增益值的第一增益进行放大。

当输入信号s1’的输入功率增加，但并未超过预定值时，放大器1700进入低增益ab类模式，采用第二增益，其中第二增益的增益值比前述的第一增益的增益值低。当放大器1700进入低增益ab类模式，偏压电路1706产生偏压vbab至每个输入级1710、1714、1718和1722，切换控制器1708设定切换控制信号s21’-s27’以导通mos晶体管m21’、m22’、m25’和m27’以及关断mos晶体管m23’、m24’和m26’。尽管偏压电路1706应用ab类模式至输入级1718和1722，由于输出节点n13’和n14’通过导电mos晶体管m25’和m27’耦接参考电压(例如供应电压vdd)，流经晶体管m13’和m14’的电流被旁路(bypass)。据此，在低增益ab类模式下的放大器1700可对输入信号s1’以具有低增益值的第二增益进行放大。在高增益ab类模式下偏压vbab的电压电平和在低增益ab类模式下偏压vbab的电压电平可以相同也可以不同。

当输入信号s1’的输入功率进一步增加，超过预定值时，放大器1700进入低增益a类模式，采用第三增益，其中第三增益的增益值基本上大约等于或者小于前述的第二增益的增益值。当放大器1700进入低增益a类模式，偏压电路1706产生偏压vba至每个输入级1710、1714、1718和1722，即偏压电路1706应用a类偏压至第一放大器区块1702和第二放大器区块1704。如上所述，当放大器1700运作在低增益ab类模式下时，控制切换单元1712和1716使输出节点n11’和n12’耦接输出端口n_out’；并且，以a类偏压vba代替ab类偏压vbab可增加放大器增益。为了使第三增益的增益值基本上大约等于或者小于前述的第二增益的增益值，切换控制器1708设定切换控制信号s21’-s23’以导通mos晶体管m21’和m23’以及关断mos晶体管m22’。虽然mos晶体管m11’和m12’经过偏压而运作在a类模式，但mos晶体管m12’断开与放大器1700输出端口n_out’的连接。藉此，由于将a类偏压应用至mos晶体管m11’导致的放大器增益增加，以及断开mos晶体管m12’与放大器1700输出端口n_out’的连接所导致的放大器增益减少，在低增益a类模式下第三增益的增益值可基本上等于低增益ab类模式下第二增益的增益值。并且，由于偏压电路1706输出a类偏压vba代替ab类偏压vbab，可有效减少不期望的二次谐波。

此外，当放大器1700运作在低增益a类模式下，切换控制器1708进一步设定切换控制信号s24’-s27’以导通mos晶体管m25’以及关断mos晶体管m24’、m26’和m27’。因此，由于mos晶体管m26’和m27’被切换控制器1708关断，mos晶体管m14’断开与输出端口n_out’的连接。简言之，切换控制器1708控制切换单元1716、1720和1724，以断开输出节点n12’-n14’与放大器1700的输出端口n_out’的连接，其中至少一个输入级(例如输入级1722)被由切换控制器1708控制的至少一个切换单元(例如切换单元1724)所禁能。由于在低增益a类模式下有效(active)输入级的数目(例如有效跨导级)小于在低增益ab类模式/高增益ab类模式下有效输入级的数目，放大器1700的不期望的二次谐波得以有效减少。如上所述，关断输入级mos晶体管将改变放大器的输入阻抗。因此，在此示范实施例中，低增益a类模式下并非第二放大器区块1704中所有的输入级被禁能。例如，至少输入级1718保持有效以避免匹配增益变化过于剧烈。

当mos晶体管m12’的跨导大小小于mos晶体管m13’的跨导大小时，由于由已禁能的输入级1714导致的匹配增益变化可忽略，在低增益a类模式下mos晶体管m12’可关断。

参考图18至图20，图18为在低增益模式下低噪声放大器增益和偏置电流之间关系的示意图，图19为在低增益模式下匹配增益和偏置电流之间关系的示意图，图20为在低增益模式下二次谐波电流和偏置电流之间关系的示意图。其中点case-1代表在低增益模式下接收器的低噪声放大器由不具有谐波削弱技术的放大器实现；点case-2代表的情形:在低增益模式下，接收器的低噪声放大器(例如放大器1500)使用ab类偏压，且在第一放大器区块使能输入级，在第二放大器区块禁能每个输入级；点case-3代表的情形:在低增益模式下，接收器的低噪声放大器(例如放大器1600)使用a类偏压，且在第一放大器区块和第二放大器区块使能所有输入级；点case-4代表的情形:在低增益模式下，接收器的低噪声放大器(例如放大器1700)使用a类偏压，且在第一放大器区块使能输入级，在第二放大器区块禁能部分输入级。与放大器1500和1600相比，图17所示的放大器1700能够减少放大器产生的不期望的二次谐波，且不会剧烈增加功率消耗以及改变匹配增益。

如上所述，图17所示的放大器1700支持三种增益模式(即高增益ab类模式，低增益ab类模式以及低增益a类模式)并采用多种谐波削弱技术(例如采用a类偏压，禁能输入级1722以及断开输入级1714与输出端口n_out’的连接)。如此只为说明本发明，并非用于限制本发明。包含本发明一种或者多种技术特征的任何放大器设计均属于本发明的保护范围。为清楚起见，下面描述图17中的放大器1700的替代设计。

关于第一种替代设计，可修改图17中的放大器1700，省略输入级1722和对应的切换单元1724；修改后的放大器1700依然可支持上述的高增益ab类模式、低增益ab类模式以及低增益a类模式。当修改后的放大器1700进入高增益ab类模式时，mos晶体管m11’-m13’偏压在ab类模式，mos晶体管m21’、m22’和m24’导通，mos晶体管m23’和m25’关断。当修改后的放大器1700进入低增益ab类模式时，mos晶体管m11’-m13’仍然偏压在ab类模式，mos晶体管m21’、m22’和m25’导通，mos晶体管m23’和m24’关断。当修改后的放大器1700进入低增益a类模式时，mos晶体管m11’-m13’偏压在a类模式，mos晶体管m21’、m23’和m25’导通，mos晶体管m22’和m24’关断。

关于第二种替代设计，可修改图17中的放大器1700，省略输入级1714和对应的切换单元1716；修改后的放大器1700仅仅可支持上述的高增益ab类模式以及低增益a类模式。当修改后的放大器1700进入高增益ab类模式时，mos晶体管m11’、m13’和m14’偏压在ab类模式，mos晶体管m21’、m24’和m26’导通，mos晶体管m25’和m27’关断。当修改后的放大器1700进入低增益a类模式时，mos晶体管m11’和m13’偏压在a类模式，mos晶体管m21’和m25’导通，mos晶体管m24’、m26’和m27’关断。

关于第三种替代设计，可修改图17中的放大器1700，省略输入级1714和1722以及对应的切换单元1716和1724；修改后的放大器1700仅仅可支持上述的高增益ab类模式以及低增益a类模式。当修改后的放大器1700进入高增益ab类模式时，mos晶体管m11’和m13’偏压在ab类模式，mos晶体管m21’和m24’导通，mos晶体管m25’关断。当修改后的放大器1700进入低增益a类模式时，mos晶体管m11’和m13’偏压在a类模式，mos晶体管m21’和m25’导通，mos晶体管m24’关断。

基于上述的技术特征，本领域的普通技术人员可以理解，放大器1500、1600、1700以及放大器1700相关替代设计中的每一者，均可通过正确设计而具有单端放大器配置或者差分放大器配置，取决于实际的设计需求。因此，当接收器的低噪声放大器(例如低噪声放大器214)由放大器1500、1600、1700以及放大器1700相关替代设计实现时，低噪声放大器可以为伪差分低噪声放大器、单端低噪声放大器、全差分低噪声放大器。

以上所述仅为本发明较佳实施例，凡依本发明专利范围所做的均等变化与修饰，皆应属本发明的涵盖范围。