本发明涉及模拟集成电路设计领域，特别复杂的SOC设备领域。具体讲,涉及基于输入控制二极管的电平移位电路。
背景技术：
在无线传感器网络，随着微型保健设备和环境监测系统等领域应用的片上系统(systems on chips，SOCs)变得越来越复杂，整个系统若均采用高压电路则功耗过大，而采用低压电路的速度又很难满足性能要求。最好的解决办法是在不同模块提供不同电压，高速电路提供高压，低速电路提供低压即可。因此电平移位(level shifter，LS)电路的提出具有重要意义。
目前有两种主流电平移位电路结构：交叉耦合结构和电流镜结构。图1所示的是基于交叉耦合结构的电平移位电路结构。在这种机构中，低电平信号VDDL以及MN1、MN2之间的反相器使节点Q和Qb电压不平衡，而交叉耦合PMOS器件则再次增加Q与Qb之间的差值达到VDDH。该结构的缺点在于，当VDDL较小时，MN1、MN2的栅极电压过小，电平移位则较难实现。这种问题已经通过增大NMOS的尺寸得到解决，但是会引起功耗大、延迟大等问题。
图2所示的是基于电流镜结构的电平移位电路结构。这种结构具有输入电压低、速度快、面积小等优点。这种结构中的上拉部分和下拉部分几乎没有重叠，但MN1和MP2的静电流将会增加待机功率。
基于电流镜的结构中，威尔逊电流镜结构的电平移位电路(Wilson current mirror based level shifter，WCMLS)是较为优秀的一种结构。图3所示为WCMLS结构图，它使用反馈晶体管MP3来关断切换后流过MN1和MP1的静态电流，可有效降低电平移位电路的待机功率。但该结构源电流被切断后，B节点电压会上升，MP2的栅端电压过高会使流过MP2的电流大大降低，导致节点A处的电压下降。尽管电压降可以通过反馈控制增加源极电流，但电流增加较小，无法将节点A的电压拉回VDDH，最终稳定在低于VDDH的电压，这会增大后面反向器的静态电流和待机功率。
技术实现要素：
为克服现有技术的不足，针对以上WCMLS中出现的B节点电压会上升的问题，本发明旨在提出一种基于输入控制二极管的新型拓扑结构。在该结构中，二极管电路的引入可以在关断源电流的情况下保证电平移位电路的正常运行，并有效减小WCMLS的待机功率。本发明采用的技术方案是，基于输入控制二极管的电平移位电路，由N型MOS器件MN1～MN4、P型MOS器件MP1，MP2、二极管Di、一个低压反向器以及两个高压反向器组成，MP1，MP2源端接VDDH，栅端连在一起连接在MN1的漏端，构成电流源结构；MN1源端连接MN3漏端，MN3源端接地；MN1的漏端同时连接在二极管Di的上端，二极管下端连接MN4漏端，MN4源端接地；输入信号连接MN1、MN4栅端以及低压反向器输入端，低压反向器输出端连接MN2栅端。MP2漏端，MN2漏端连接，直接连接到第一个高压反向器输入端，MN2源端接地。两个高压反向器串联连接输出高压电平。
第一个高压反向器输入端为A节点，输出端为D节点，MP1及MP2的栅极为B节点，低压反向器输入端为C节点，当输入信号IN由低电平到高电平跳变时，MN1和MN4导通，MP1中出现电流；MP2通过电流镜结构复制MP1电流来对节点A充电，输入控制二极管Di被激活后将会使节点B电压降低。A节点被充到高电平之后，经过反向器使D节点为低电平，MN3关断，关闭电流源的MP1支路，降低了电平移位电路的待机功率；电平移位器中，输入控制二极管Di和二极管连接的PM1将形成分压器，以保证节点处的电压B低于VDDH，为MP2的栅端电压留下充足的余量；这种状态下将在节点A处保持足够的上拉强度并消除电压降，有效减小反向器中的静态电流。
当输入IN由高电平到低电平跳变时，MN1，MN2以及MN4将会被关断，电平移位电路处于关闭状态。
本发明的特点及有益效果是：
本发明中的电平移位器电路，输入控制二极管的应用可以有效保证WCMLS的工作状态，减小反向器的待机电流，与传统的WCMLS电路方案相比，所提出的电路稳定性高，功耗低。
附图说明：
图1基于交叉耦合结构的电平移位电路结构。
图2基于电流镜结构的电平移位电路结构。
图3威尔逊电流镜结构的电平移位电路结构。
图4基于输入控制二极管的电平移位电路结构。
具体实施方式
本发明旨在WCMLS电路结构基础之上，提供一种低功耗电平移位电路，本发明提出的技术方案电路图如图4所示。从图中得知，该电路由WCMLS电路结构和输入控制二极管组成，该结构可以有效减小WCMLS电路结构的待机功率。该电平移位电路中各晶体管之间的连接方式如下：
所述电路由N型MOS器件MN1～MN4、P型MOS器件MP1，MP2、二极管Di、一个低压反向器以及两个高压反向器组成。MP1，MP2源端接VDDH，栅端连在一起连接在MN1的漏端，构成电流源结构。MN1源端连接MN3漏端，MN3源端接地。MN1的漏端同时连接在二极管Di的上端，二极管下端连接MN4漏端，MN4源端接地。输入信号连接MN1、MN4栅端以及低压反向器输入端，低压反向器输出端连接MN2栅端。MP2漏端，MN2漏端连接，直接连接到第一个高压反向器输入端，MN2源端接地。两个高压反向器串联连接输出高压电平。为更好说明原理，假设第一个高压反向器输入端为A节点，输出端为D节点，MP1及MP2的栅极为B节点，低压反向器输入端为C节点。
该结构中，当输入信号IN由低电平到高电平跳变时，MN1和MN4导通，MP1中出现电流。MP2通过电流镜结构复制MP1电流来对节点A充电，输入控制二极管Di被激活后将会使节点B电压降低。A节点被充到高电平之后，经过反向器使D节点为低电平，MN3关断，关闭电流源的MP1支路，降低了电平移位电路的待机功率。在本专利中的电平移位器中，输入控制二极管Di和二极管连接的PM1将形成分压器，以保证节点处的电压B低于VDDH，为MP2的栅端电压留下充足的余量。这种状态下将在节点A处保持足够的上拉强度并消除电压降，有效减小反向器中的静态电流。
当输入IN由高电平到低电平跳变时，MN1，MN2以及MN4将会被关断，电平移位电路处于关闭状态。
为使本发明的目的、技术方案和优点更加清晰，下面将结合实例给出本发明实施方式的具体描述。采用0.18微米工艺的基础上，晶体管的最佳尺寸如下：
当输入信号为0.3V，输出电压为3.3V时，功率消耗为1.02nW，实现了低功耗的优异性能。