多尔蒂组合器的制作方法

本发明涉及多尔蒂组合器，更具体地，涉及一种通过将传输线路或谐振电路添加到构成多尔蒂功率放大器的至少一个放大器的输出端，能够改善所述多尔蒂功率放大器的带宽的多尔蒂组合器。

背景技术：

现代的移动通信系统使用能够更高效地使用有限频带的数字调制通信方式。这样数字调制后的信号通过射频(rf：radiofrequency)功率放大器被放大到期望的发射输出，但是为了无失真地传递信号，功率放大器必须具有高线性特性。

并且，由于功率放大器的功率水平增加和小型化所引起的热量问题，近来，不仅是放大器的高线性，其高效率特性也逐渐成为了重要的特性项。作为能够同时实现上述高线性特性和高效率特性的方法，对多尔蒂(doherty)功率放大器的关注度逐渐增高。

首先提出了多尔蒂功率放大器作为保存功率或提高效率的方法，其具有易于实现和功率效率高的优点，但是具有带宽窄的缺点。为了改善多尔蒂功率放大器的窄带宽，正在进行各种研究。

图1是示出现有技术的多尔蒂功率放大器的构成的图。如图1所示，多尔蒂功率放大器100包括耦合器110、载波放大器120、峰值放大器130和多尔蒂组合器140。所述多尔蒂组合器140由90度相移部(90°phaseshiftsection)和匹配部(matchingsection)构成。

在载波放大器120的输出端即p'1点处与多尔蒂组合器140结合，并且在峰值放大器130的输出端即p'2点处与多尔蒂组合器140结合，从而在多尔蒂功率放大器100的输出端即p'3点处，功率被组合并输出。

然而，在现有的多尔蒂组合器100的情况下，由于90度相移部，p'1点与p'2点之间的相位差仅在中心频率处具有90°的相位差(phasedifference)，因此存在相位带宽非常窄的问题。因此，需要开发一种即使在脱离中心频率的频带中也能够具有相同的相位差(即，用于改善相位带宽)的多尔蒂组合器。

技术实现要素：

发明所要解决的问题

本发明的目的在于解决上述问题和其他问题。另一目的在于提供一种多尔蒂组合器，通过将一个以上的传输线路添加到至少一个放大器的输出端，能够改善多尔蒂功率放大器的相位带宽。

另一目的在于提供一种多尔蒂组合器，通过将一个以上的谐振电路添加到至少一个放大器的输出端，能够改善多尔蒂功率放大器的相位带宽。

解决问题的技术方案

为了实现上述或其他目的，根据本发明的一个方面，提供一种多尔蒂组合器，包括：相移部，连接至载波放大器的一端，用于改变从所述载波放大器输出的rf信号的相位(phase)；匹配部，连接至多尔蒂功率放大器的输出端，用于阻抗匹配所述多尔蒂功率放大器的输出；以及带宽改善部，连接至峰值放大器的一端，用于改变所述多尔蒂功率放大器的相位带宽和幅度带宽中的至少一种。

更优选地，其特征在于，所述带宽改善部包括180度相移线路(180°phaseshiftline)。

更优选地，其特征在于，所述带宽改善部包括：180度相移线路(180°phaseshiftline)，连接至所述峰值放大器的一端；以及并联谐振电路，由与所述180度相移线路连接的第一电感器和第一电容器并联连接。

更优选地，其特征在于，所述带宽改善部包括：180度相移线路(180°phaseshiftline)，连接至所述峰值放大器的一端；以及短截线(shortstub)，与所述180度相移线路连接。

更优选地，其特征在于，所述带宽改善部包括串联谐振电路，由电感器l和电容器c串联连接。

更优选地，其特征在于，所述带宽改善部包括：串联谐振电路，由第一电感器和第一电容器串联连接；以及并联谐振电路，由第二电感器和第二电容器并联连接。

更优选地，其特征在于，所述相移部包括第一传输线路，用于组合所述载波放大器和所述峰值放大器的输出，所述匹配部包括第二传输线路，用于阻抗匹配所述多尔蒂功率放大器的输出。

更优选地，其特征在于，所述相移部包括第一集总元件(lumpedelements)，该第一集总元件与用于组合所述载波放大器和所述峰值放大器的输出的传输线路(transmissionline)具有等效关系，所述匹配部包括第二集总元件，该第二集总元件与用于阻抗匹配所述多尔蒂功率放大器的输出的传输线路具有等效关系。所述第一集总元件被配置为low-passπ型lc电路、high-passπ型lc电路、low-passt型lc电路和high-passt型lc电路中的任意一种，所述第二集总元件被配置为low-passπ型lc电路、high-passπ型lc电路、low-passt型lc电路和high-passt型lc电路中的任意一种。另外，所述第二集总元件可以具有与所述第一集总元件不同的l/c值。

更优选地，其特征在于，所述相移部包括与用于组合所述载波放大器和所述峰值放大器的输出的传输线路具有等效关系的第一集总元件和第一谐振电路，所述匹配部包括与用于阻抗匹配所述多尔蒂功率放大器的输出的传输线路具有等效关系的第二集总元件和第二谐振电路。当所述第一集总元件或第二集总元件为π型结构时，所述第一谐振电路或第二谐振电路被配置为并联谐振电路，当所述第一集总元件或第二集总元件为t型结构时，所述第一谐振电路或第二谐振电路可以被配置为串联谐振电路。另外，所述第二谐振电路可以具有与所述第一谐振电路相同的l/c值。

更优选地，其特征在于，所述带宽改善部包括：串联谐振电路，由电感器和电容器串联连接；以及短截线(shortstub)，与所述串联谐振电路连接。

更优选地，其特征在于，所述带宽改善部包括分布元件电路，该分布元件电路与对应于串联谐振电路的集总元件电路具有等效关系。所述分布元件电路可以包括通过黑田恒等式(kuroda‘sidentities)等同替换的两个传输线路和电容器。

发明效果

根据本发明实施例的多尔蒂组合器具有以下效果。

根据本发明实施例中的至少一种，通过将传输线路添加到峰值放大器的输出端，能够改善多尔蒂功率放大器的相位(phase)带宽和/或幅度(magnitude)带宽。

另外，根据本发明实施例中的至少一种，通过将一个以上的谐振电路添加到峰值放大器的输出端，能够改善多尔蒂功率放大器的相位带宽和/或幅度带宽。

然而，本发明实施例的多尔蒂组合器可以实现的效果不限于上述效果，并且通过以下描述，本领域技术人员将清楚地理解未提及的其他效果。

附图说明

图1是示出现有技术的多尔蒂功率放大器的构成的图。

图2是示出本发明的多尔蒂功率放大器200的构成的图。

图3是示出本发明的第一实施例的多尔蒂功率放大器的构成的图。

图4是示出图3的多尔蒂组合器340的等效电路的图。

图5是比较现有的多尔蒂组合器和图3的多尔蒂组合器的性能的图。

图6a和图6b是示出本发明的第二实施例的多尔蒂功率放大器的构成的图。

图7a是示出模拟图6b的多尔蒂组合器的幅度(magnitude)特性的结果的图。

图7b是示出模拟图6b的多尔蒂组合器的相位差(phasedifference)特性的结果的图。

图8是示出本发明的第三实施例的多尔蒂功率放大器的构成的图。

图9是示出图8的多尔蒂组合器840的等效电路的图。

图10是比较现有的多尔蒂组合器和图8的多尔蒂组合器的性能的图。

图11是示出本发明的第四实施例的多尔蒂功率放大器的构成的图。

图12是用于说明与传输线路等效的集总元件的四种类型所参照的图。

图13是用于说明第一集总元件和第二集总元件的组合的各种形态的多尔蒂组合器所参照的图。

图14至图29是用于说明具有十六种形态的多尔蒂组合器所参照的图。

图30a和图30b是示出本发明的第五实施例的多尔蒂功率放大器的构成的图。

图31a是示出模拟图30a的多尔蒂组合器的幅度(magnitude)特性的结果的图。

图31b是示出模拟图30a的多尔蒂组合器的相位差(phasedifference)特性的结果的图。

图32是示出本发明的第六实施例的多尔蒂功率放大器的构成的图。

图33是用于说明与传输线路等效的集总元件的四种类型所参照的图。

图34是用于说明第一集总元件和第二集总元件的各种组合的多尔蒂组合器所参照的图。

图35是示出本发明的第七实施例的多尔蒂功率放大器的构成的图。

图36是用于说明图35的多尔蒂功率放大器中设置的集总元件和谐振电路的四种类型所参照的图。

图37是用于说明第一集总元件和第一谐振电路以及第二集总元件和第二谐振电路的各种组合的多尔蒂组合器所参照的图。

图38是示出具有将第一谐振电路和第二谐振电路添加到第一集总元件和第二集总元件的结构的多尔蒂组合器的一个示例的图。

图39a是示出模拟图38的多尔蒂组合器的幅度(magnitude)特性的结果的图。

图39b是示出模拟图38的多尔蒂组合器的相位差(phasedifference)特性的结果的图。

图40是示出本发明的第八实施例的多尔蒂功率放大器的构成的图。

图41a是示出将图40的多尔蒂组合器所示的集总元件转换成分散元件的多尔蒂组合器的构成的图。

图41b是用于说明使用黑田恒等式来实现等效电路的方法所参照的图。

具体实施方式

在下文中，将参考附图详细描述本公开的实施例，并且相同或相似的构成要素将被赋予相同的附图标记，而与附图标记无关，并且将省略其重复描述。考虑到易于说明，给出或混合了在以下描述中使用的用于构成要素的后缀“模块”和“部”，并且彼此没有不同的含义或作用。

另外，在对本文公开的实施例的以下描述中，当确定相关的已知技术的详细描述可能使本文公开的实施例的要点模糊时，将省略其详细描述。另外，附图旨在促进对本文所公开的实施例的理解，但不限于附图所公开的技术精神，应当理解为包括在本发明的精神和技术范围内的所有变化、等同物和替代物。

本发明提出一种多尔蒂组合器，通过将一个以上的传输线路或谐振电路添加到构成多尔蒂功率放大器的至少一个放大器的输出端，能够改善所述多尔蒂功率放大器的带宽。

在下文中，将参照附图详细描述本发明的各种实施例。

图2是示出本发明的多尔蒂功率放大器200的构成的图。

参照图2，多尔蒂功率放大器200可以包括耦合器210、载波放大器220、峰值放大器230和多尔蒂组合器240。

耦合器210可以将从通信调制解调器(未示出)接收的rf信号耦合并输出到载波放大器220和峰值放大器230。

载波放大器220和峰值放大器230可以放大从耦合器210接收的rf信号，并且将该信号输出到多尔蒂组合器240。为了维持多尔蒂功率放大器200的高效率，在低输出中，仅载波放大器220操作，而在高输出中，两个放大器220、230可以并行操作。在以下实施例中，载波放大器220的晶体管可以被偏置(bias)为ab类，以及峰值放大器230的晶体管可以被偏置(bias)为c类，并且不限于此。

多尔蒂组合器240可以执行将从载波放大器220输出的第一rf信号和从峰值放大器230输出的第二rf信号进行组合并且输出到天线端方向的功能。

多尔蒂组合器240可以包括：相移部241，与载波放大器220的输出端p1连接；匹配部242，与多尔蒂功率放大器200的输出端p3连接；以及带宽改善部243，与峰值放大器230的输出端p2连接。所述相移部241、匹配部242和带宽改善部243可以在p2'点相遇。

相移部241可以执行用于组合载波放大器220和峰值放大器230的输出的相移(phaseshift)功能。所述相移部241可以由传输线路(transmissionline)或集总元件(lumpedelements)构成，并且不限于此。

匹配部242可以执行阻抗匹配(impedancematching)多尔蒂功率放大器200的输出的功能。同样地，所述匹配部242可以由传输线路(transmissionline)或集总元件(lumpedelements)构成，并且不限于此。

带宽改善部243可以执行改善多尔蒂功率放大器200的相位带宽和/或幅度带宽的功能。所述带宽改善部243可以由传输线路(transmissionline)或一个以上的谐振电路(resonantcircuit)构成，并且不限于此。

多尔蒂组合器240可以使用带宽改善部243来改善从载波放大器220输出的rf信号与从峰值放大器230输出的rf信号之间的相位差。另外，多尔蒂组合器240不仅可以通过将带宽改善部243添加到峰值放大器230的输出端p2来改善多尔蒂功率放大器200的幅度带宽，还可以将峰值放大器230的输出端实现为不同于50欧姆(ohm)的阻抗。

在下文中，将详细描述本发明的各种实施例的多尔蒂组合器。

<第一实施例>

图3是示出本发明的第一实施例的多尔蒂功率放大器的构成的图。

参照图3，本发明的第一实施例的多尔蒂功率放大器300可以包括耦合器310、载波放大器320、峰值放大器330和多尔蒂组合器340。所述耦合器310、载波放大器320和峰值放大器330与图2所示的耦合器210、载波放大器220和峰值放大器230相同，因此将省略其详细描述。

多尔蒂组合器340可以执行将从载波放大器320输出的第一rf信号和从峰值放大器330输出的第二rf信号进行组合并且输出到天线端方向的功能。

多尔蒂组合器340可以包括：第一传输线路341，与载波放大器340的输出端p1连接；第二传输线路342，与多尔蒂功率放大器300的输出端p3连接；以及第三传输线路343，与峰值放大器330的输出端p2连接。

第一传输线路341可以由用于组合载波放大器320和峰值放大器330的输出的90度相移线路(90°phaseshiftline)构成。此时，所述第一传输线路341可以具有z0的特性阻抗和的电气长度(electricallength)。所述特性阻抗z0与载波放大器320端的输出阻抗相同(但是，可以稍微进行更改以扩展带宽)。

第二传输线路342可以由用于匹配多尔蒂功率放大器300的输出的传输线路构成。此时，所述第二传输线路342可以具有的特性阻抗和的电气长度。

第三传输线路343可以由用于改善多尔蒂功率放大器300的带宽的180度相移线路(180°phaseshiftline)构成。此时，所述第三传输线路343可以具有zc的特性阻抗和的电气长度(electricallength)。

多尔蒂组合器340可以使用第三传输线路343来改善来自载波放大器320的rf信号与来自峰值放大器330的rf信号之间的相位差。另外，多尔蒂组合器340可以通过将第三传输线路343添加到峰值放大器330的输出端p2来将峰值放大器330端实现为低于50欧姆(ohm)的阻抗。

如图3所示，当确认p'2点处的相位时，rf信号从载波放大器320进入θ相位，并且rf信号从峰值放大器330进入相位。来自两个放大器320、330的rf信号在中心频率f0处具有的相位差，并且在除中心频率f0以外的选择频率f处具有的相位。为了在所述选择频率f处具有90°的相位差，可以确定添加到峰值放大器330的输出端的第三传输线路343的特性阻抗zc值。稍后将在下面参照图4描述计算所述特性阻抗zc值的方法。

图4是示出图3的多尔蒂功率放大器300的等效电路的图。

如图4的(a)所示，第一等效电路410是用于观察来自载波放大器320的输入/输出幅度和相位的等效电路，即为峰值放大器330的p2点以z0终止(terminated)而构成的等效电路。

为了观察来自载波放大器320的输入/输出相位，将从载波放大器320的终端p1到p'2点的相位θ和从p'2点到多尔蒂功率放大器300的输出端p3的相位相加。

可以通过以下公式1所示的abcd-参数来获得从p'2点到多尔蒂功率放大器300的输出端p3的相位。

【公式1】

另一方面，如图4的(b)所示，第二等效电路420是用于观察来自峰值放大器330的输入/输出幅度和相位的等效电路，即为载波放大器320的p1点以z0终止(terminated)而构成的等效电路。

为了观察来自峰值放大器330的输入/输出相位，可以通过以下公式2所示的abcd-参数来获得从峰值放大器330的终端p2到多尔蒂功率放大器300的输出端p3的相位。

【公式2】

使用上述公式1和2的abcd-参数，能够确认本发明一实施例的多尔蒂组合器340的相位。例如，当将载波放大器端用作输入时，可以获得从p1点到p'2点的相位(即，相移线路341的电气长度θ)，并且通过从上述公式1获得的abcd-参数的参数转换，可以获得从p'2点到p3点的相位

可以将上面计算出的两个相位相加以获得来自载波放大器320的输出相位

，

并且所述输出相位

可以如以下公式3中定义。

【公式3】

另一方面，当将峰值放大器端用作输入时，来自峰值放大器330的输出相位

对应于从峰值放大器330的终端p2到多尔蒂功率放大器300的输出端p3的相位。因此，所述输出相位

可以通过上述公式2的参数转换如以下公式4中定义。

【公式4】

此时，

基于上述公式3和4，当来自载波放大器320的输出相位

与来自峰值放大器330的输出相位

之间的相位差为

φ

时，

φ

可以如以下公式5中定义。

【公式5】

使用上述公式5，可以获得在中心频率f0处的相位差

φo

和在特定频率f处的相位差

φ。

即，当获得在中心频率f0处的相位差

φo

时，

，

并且当获得在选择频率f处的相位差

φ

时，

使用在两个频率处的相位差

φo、

φ，

如以下公式6所示，可以获得中心频率f0与选择频率f之间的相位差。

【公式6】

在上面的公式6中，

θo

是由第一传输线路341的电气长度(electricallength)确定的值，并且

，

将

θo

的值代入上面的公式6并进行整理，可以获得如以下公式7所示的公式。

【公式7】

最后，将从上述公式3和公式4获得的相位

和相位

代入公式7，然后运算关于zc的方程，可以获得第三传输线路343的特性阻抗值zc。

图5是比较现有的多尔蒂组合器和图3的多尔蒂组合器的性能的图。更具体地，图5的(a)是示出模拟现有的多尔蒂组合器和本发明的多尔蒂组合器的幅度(magnitude)特性的结果的图，图5的(b)是示出模拟现有的多尔蒂组合器和本发明的多尔蒂组合器的相位差(phasedifference)特性的结果的图。

在该模拟中，本发明的多尔蒂组合器设计为z0＝50ohm、θ＝90°的第一传输线路，

、

θ＝90°的第二传输线路，以及

zc＝18.89ω、

2θ＝180°的第三传输线路。

如图5的(a)所示，可以确认到现有的多尔蒂组合器和本发明的多尔蒂组合器均在中心频率3ghz处以-3.01db被分配功率。此外，可以确认到在脱离中心频率3ghz的选择频率3.2ghz处，现有的多尔蒂组合器以s31＝-3.02db、s32＝-3.02db被分配功率，并且可以确认到本发明的多尔蒂组合器以s31＝-3.27db和s32＝-2.92db被分配功率。

另外，如图5的(b)所示，可以确认到在现有的多尔蒂组合器的情况下，与中心频率3ghz成

90±2

度的相位带宽为2.93ghz～3.07ghz，即为4.66％的窄带宽，相反，在本发明的多尔蒂组合器的情况下，具有2.7ghz～3.3ghz即20％的宽带宽。因此，可以确认到在本发明的多尔蒂组合器的情况下，可以在期望的频域内改善相位带宽，并且可以被合适地分配功率。

<第二实施例>

图6a和图6b是示出本发明的第二实施例的多尔蒂功率放大器的构成的图。

参照图6a和图6b，本发明的第二实施例的多尔蒂功率放大器600可以包括耦合器610、载波放大器620、峰值放大器630和多尔蒂组合器640。所述耦合器610、载波放大器620和峰值放大器630与图2所示的耦合器210、载波放大器220和峰值放大器230相同，因此将省略其详细描述。

作为一实施例，如图6a所示，本发明的多尔蒂组合器640可以包括：第一传输线路641，与载波放大器640的输出端p1连接；第二传输线路642，与多尔蒂功率放大器600的输出端p3连接；第三传输线路643，与峰值放大器630的输出端p2连接；以及并联谐振电路644，在p2'点处与地线(ground)连接。

作为另一实施例，如图6b所示，本发明的多尔蒂组合器640可以包括：第一传输线路641，与载波放大器620的输出端p1连接；第二传输线路642，与多尔蒂功率放大器600的输出端p3连接；第三传输线路643，与峰值放大器630的输出端p2连接；以及第四传输线路645，在p2'点处与地线(ground)连接。

第一传输线路641可以由用于组合载波放大器620和峰值放大器630的输出的90度相移线路(90°phaseshiftline)构成。此时，所述第一传输线路641可以具有z0的特性阻抗和的电气长度。

第二传输线路642可以由用于匹配多尔蒂功率放大器600的输出的传输线路构成。此时，所述第二传输线路642可以具有

的特性阻抗和的电气长度。

第三传输线路643可以由用于改善多尔蒂功率放大器600的带宽的180度相移线路(180°phaseshiftline)构成。此时，第三传输线路643可以具有zc的特性阻抗和的电气长度(electricallength)。可以使用上述图4中描述的方法来计算所述第三传输线路643的特性阻抗值。

并联谐振电路644可以由用于改善多尔蒂功率放大器600的幅度(magnitude)带宽的l/c无源元件构成。此时，电感器l和电容器c可以并联连接。

第四传输线路645可以由短截线(shortstub)构成，该短截线是并联谐振电路644的等效电路。此时，所述第四传输线路645可以具有za的特性阻抗和的电气长度。所述特性阻抗za可以通过以下公式8来定义。

【公式8】

这里，c是并联谐振电路的电容值。

图6a所示的多尔蒂组合器640可以使用第三传输线路643和并联谐振电路644来改善多尔蒂功率放大器600的幅度(magnitude)带宽。另外，多尔蒂组合器640可以通过将第三传输线路643和并联谐振电路644添加到峰值放大器630的输出端p2来将峰值放大器630端实现为不同于50欧姆(ohm)的阻抗。

同样地，图6b所示的多尔蒂组合器640可以使用第三传输线路643和第四传输线路645来改善多尔蒂功率放大器600的幅度(magnitude)带宽。另外，多尔蒂组合器640可以通过将第三传输线路643和第四传输线路645添加到峰值放大器630的输出端p2来将峰值放大器630端实现为不同于50欧姆(ohm)的阻抗。

图7a是示出模拟图6b的多尔蒂组合器的幅度(magnitude)特性的结果的图，图7b是示出模拟图6b的多尔蒂组合器的相位差(phasedifference)特性的结果的图。

在该模拟中，本发明的多尔蒂组合器设计为z0＝50ohm、θ＝90°的第一传输线路，θ＝90°的第二传输线路，zc＝18.89ohm、2θ＝180°的第三传输线路，以及za＝300ohm、θ＝90°的短截线。

如图7a所示，可以确认到在本发明的多尔蒂组合器的情况下，在脱离中心频率2ghz的选择频率2.34ghz处以s31＝-3.46db和s32＝-2.68db被分配功率。另外，如图7b所示，可以确认到在本发明的多尔蒂组合器的情况下，在相对于中心频率2ghz

90±1

度之间的相位带宽为1.9ghz～2.1ghz，即具有20％的带宽。

<第三实施例>

图8是示出本发明的第三实施例的多尔蒂功率放大器的构成的图。

参照图8，本发明的第三实施例的多尔蒂功率放大器800可以包括耦合器810、载波放大器820、峰值放大器830和多尔蒂组合器840。所述耦合器810、载波放大器820和峰值放大器830与图2所示的耦合器210、载波放大器220和峰值放大器230相同，因此将省略其详细描述。

本发明的多尔蒂组合器840可以包括：第一传输线路841，与载波放大器840的输出端p1连接；第二传输线路842，与多尔蒂功率放大器800的输出端p3连接；以及串联谐振电路843，与峰值放大器830的输出端p2连接。

第一传输线路841可以由用于组合载波放大器820和峰值放大器830的输出的90度相移线路(90°phaseshiftline)构成。此时，第一传输线路841可以具有z0的特性阻抗和的电气长度(electricallength)。

第二传输线路842可以由用于匹配多尔蒂功率放大器800的输出的传输线路构成。此时，第二传输线路842可以具有

的特性阻抗和的电气长度。

串联谐振电路843可以由l/c无源元件构成，以改善多尔蒂功率放大器800的带宽。此时，所述电感器l和电容器c可以串联连接。另外，所述电感器l和电容器c可以通过集总元件(lumpedelement)或分布元件(distributedelement)来实现。

多尔蒂组合器840可以使用串联谐振电路843来改善来自载波放大器820的rf信号与来自峰值放大器830的rf信号之间的相位差。

即，串联谐振电路843在中心频率f0处提供短路，并且可以在脱离中心频率f0的选择频带中在s31和s32之间提供约90°的相位差。为了在中心频率f0以外的选择频率f处具有90°的相位差，可以确定添加到峰值放大器830的输出端的串联谐振电路843的l、c值。稍后将在下面参照图9描述计算所述l、c值的方法。

图9是示出图8的多尔蒂功率放大器800的等效电路的图。

如图9的(a)所示，第一等效电路910是用于观察s31的相位差的等效电路，即为峰值放大器830的p2点以z0终止(terminated)而构成的等效电路。

为了观察s31的相位差，将从载波放大器820的终端p1到p'1点的相位θ和从p'1点到多尔蒂功率放大器800的输出端p3的相位相加。

可以通过以下公式9所示的abcd-parameter来获得从p'1点到多尔蒂功率放大器800的输出端p3的相位。

【公式9】

另一方面，如图9的(b)所示，第二等效电路920是用于观察s32的相位差的等效电路，即为载波放大器820的p1点以z0终止(terminated)而构成的等效电路。

为了观察s32的相位差，可以通过以下公式10所示的abcd-参数来获得从峰值放大器830的终端点p2到多尔蒂功率放大器800的输出端p3的相位。

【公式10】

使用上述公式9和10的abcd-参数，能够确认本发明一实施例的多尔蒂组合器840的相位。例如，当将载波放大器端用作输入时，可以获得从p1点到p'1点的相位(即，相移线路841的电气长度θ)，并且通过从上述公式9获得的abcd-参数的参数转换，可以获得从p'1点到p3点的输出相位

可以将上面的两个相位相加以获得来自载波放大器820的输出相位

，

并且所述输出相位

可以如以下公式11中定义。

【公式11】

另一方面，当将峰值放大器端用作输入时，来自峰值放大器830的输出相位

对应于从峰值放大器830的终端p2到多尔蒂功率放大器800的输出端p3的相位。因此，所述输出相位

可以通过上述公式10的参数转换如以下公式12中定义。

【公式12】

基于上述公式11和12，当来自载波放大器820的输出相位

与来自峰值放大器830的输出相位

之间的相位差为

φdiff

时，

φdiff

可以如以下公式13中定义。

【公式13】

使用上述公式13，可以获得在中心频率f0处的相位差

φo

和在脱离中心频率f0的选择频率f处的相位差

φ。

即，在中心频率f0处的相位差

φo

可以通过以下公式14来定义，以及在选择频率f处的相位差

φ

可以通过以下公式15来定义。

【公式14】

【公式15】

使用

ω0²lc-1＝0

的条件来整理上述公式15，可以获得如下公式16。

【公式16】

最后，当在中心频率f0和选择频率f处确定s31和s32之间的相位差时，可以使用上述公式16获得串联谐振电路843的电容值c，并且可以通过谐振条件获得电感器的值l。

图10是比较现有的多尔蒂组合器和图8的多尔蒂组合器的性能的图。更具体地，图10的(a)是示出模拟现有的多尔蒂组合器和本发明的多尔蒂组合器的幅度(magnitude)特性的结果的图，图10的(b)是示出模拟现有的多尔蒂组合器和本发明的多尔蒂组合器的相位差(phasedifference)特性的结果的图。

在该模拟中，本发明的多尔蒂组合器设计为z0＝50ohm、θ＝90°的第一传输线路，

、

θ＝90°的第二传输线路，以及c＝2.671pf、l＝2.371nh的串联谐振电路。

如图10的(a)所示，可以确认到现有的多尔蒂组合器和本发明的多尔蒂组合器均在中心频率2ghz处以-3.01db被分配功率。另外，如图10的(b)所示，可以确认到在现有的多尔蒂组合器的情况下，与中心频率2ghz成

90±1

之间的相位带宽为1.98ghz～2.02ghz，即具有2％的窄带宽，相反，在本发明的多尔蒂组合器的情况下，

90±1

度之间的相位带宽为1.9ghz～2.09ghz，即具有9.5％的宽带宽。因此，可以确认到在本发明的多尔蒂组合器的情况下，可以在期望的频域内改善相位带宽，并且可以被合适地分配功率。

另一方面，在本实施例中，当通过分布元件而不是集总元件实现连接至峰值放大器830的输出端p2的串联谐振电路843时，在实现所述串联谐振电路843的过程中会额外产生相位φ。在上述情况下，可以将用于补偿在峰值放大器830的输出端p2额外产生的相位φ的相位补偿线路(未示出)插入到载波放大器820的输出端p1。由此，能够将载波放大器端和峰值放大器端之间的相位差保持在90°。

<第四实施例>

图11是示出本发明的第四实施例的多尔蒂功率放大器的构成的图。

参照图11，本发明的第四实施例的多尔蒂功率放大器1100可以包括耦合器1110、载波放大器1120、峰值放大器1130和多尔蒂组合器1140。所述耦合器1110、载波放大器1120和峰值放大器1130与图2所示的耦合器210、载波放大器220和峰值放大器230相同，因此将省略其详细描述。

本发明的多尔蒂组合器1140可以包括：第一集总元件(lumpedelements)1141，与载波放大器1120的输出端p1连接；第二集总元件1142，与多尔蒂功率放大器1100的输出端p3连接；以及串联谐振电路1143，与峰值放大器1130的输出端p2连接。

与上述图8的多尔蒂组合器840不同，在本发明的多尔蒂组合器1140中，可以将相移部1141实现为与第一传输线路等效的第一集总元件。另外，可以将匹配部1142实现为与第二传输线路等效的第二集总元件。

通过使用第一集总元件和第二集总元件代替第一传输线路和第二传输线路，能够使多尔蒂组合器1140和包括该多尔蒂组合器1140的多尔蒂功率放大器1100小型化。另外，即使当使用第一集总元件和第二集总元件代替第一传输线路和第二传输线路时，多尔蒂组合器1140也能够具有与图8的多尔蒂组合器840相同的相位带宽和幅度带宽。

第一集总元件1141可以执行用于组合载波放大器1120和峰值放大器1130的输出的相移(phaseshift)功能。此时，如图12所示，所述第一集总元件1141可以被配置为low-passπ型lc电路1210、high-passπ型lc电路1220、low-passt型lc电路1230和high-passt型lc电路1240中的任意一种。

第二集总元件1142可以执行阻抗匹配(impedancematching)多尔蒂功率放大器1100的输出的功能。同样地，如图12所示，所述第二集总元件1142可以被配置为low-passπ型lc电路1210、high-passπ型lc电路1220、low-passt型lc电路1230和high-passt型lc电路1240中的任意一种。

由于第一集总元件1141可以有四种lc电路，并且第二集总元件1142可以有四种lc电路，因此，本实施例的多尔蒂组合器1140可以实现为共十六种形态。

例如，如图13所示，当第一集总元件和第二集总元件为π-π型结构时，所述第一集总元件和第二集总元件可以被配置为“low-passπ型/low-passπ型”、“low-passπ型/high-passπ型”、“high-passπ型/low-passπ型”或“high-passπ型/high-passπ型”。

另外，当第一集总元件和第二集总元件为t-t型结构时，所述第一集总元件和第二集总元件可以被配置为“low-passt型/low-passt型”、“low-passt型/high-passt型”、“high-passt型/low-passt型”或“high-passt型/high-passt型”。

另外，当第一集总元件和第二集总元件为π-t型结构时，所述第一集总元件和第二集总元件可以被配置为“low-passπ型/low-passt型”、“low-passπ型/high-passt型”、“high-passπ型/low-passt型”或“high-passπ型/high-passt型”。

另外，当第一集总元件和第二集总元件为t-π型结构时，所述第一集总元件和第二集总元件可以被配置为“low-passt型/low-passπ型”、“low-passt型/high-passπ型”、“high-passt型/low-passπ型”或“high-passt型/high-passπ型”。稍后将在下面参照图14至图29详细描述具有上述十六种形态的多尔蒂组合器。

串联谐振电路1143可以由用于改善多尔蒂功率放大器1100的带宽的l/c无源元件构成。此时，电感器l和电容器c可以串联连接。

多尔蒂组合器1140可以通过将串联谐振电路1143添加到峰值放大器1130的输出端来改善来自载波放大器1120的rf信号与来自峰值放大器1130的rf信号之间的相位差。

图14是示出具有low-passπ型/low-passπ型结构的多尔蒂组合器1400的图。如图14所示，多尔蒂组合器1400可以包括第一集总元件1410、第二集总元件1420和串联谐振电路1430。

第一集总元件1410可以被配置为由一个电感器l1和两个电容器c1构成的low-passπ型，以及第二集总元件1420可以被配置为由一个电感器l2和两个电容器c2构成的low-passπ型。串联谐振电路1430可以由一个电感器l3和一个电容器c3构成。这里，第一集总元件1410、第二集总元件1420和串联谐振电路1430的l/c值可以具有彼此不同的值。

图15是示出具有low-passπ型/high-passπ型结构的多尔蒂组合器1500的图。如图15所示，多尔蒂组合器1500可以包括第一集总元件1510、第二集总元件1520和串联谐振电路1530。

第一集总元件1510可以被配置为由一个电感器l1和两个电容器c1构成的low-passπ型，以及第二集总元件1520可以被配置为由两个电感器l2和一个电容器c2构成的high-passπ型。串联谐振电路1530可以由一个电感器l3和一个电容器c3构成。同样地，第一集总元件1510、第二集总元件1520和串联谐振电路1530的l/c值可以具有彼此不同的值。

图16是示出具有high-passπ型/low-passπ型结构的多尔蒂组合器1600的图。如图16所示，多尔蒂组合器1600可以包括第一集总元件1610、第二集总元件1620和串联谐振电路1630。

第一集总元件1610可以被配置为由两个电感器l1和一个电容器c1构成的high-passπ型，以及第二集总元件1620可以被配置为由一个电感器l2和两个电容器c2构成的low-passπ型。串联谐振电路1630可以由一个电感器l3和一个电容器c3构成。同样地，第一集总元件1610、第二集总元件1620和串联谐振电路1630的l/c值可以具有彼此不同的值。

图17是示出具有high-passπ型/high-passπ型结构的多尔蒂组合器1700的图。如图17所示，多尔蒂组合器1700可以包括第一集总元件1710、第二集总元件1720和串联谐振电路1730。

第一集总元件1710可以被配置为由两个电感器l1和一个电容器c1构成的high-passπ型，以及第二集总元件1720可以被配置为由两个电感器l2和一个电容器c2构成的high-passπ型。串联谐振电路1730可以由一个电感器l3和一个电容器c3构成。同样地，第一集总元件1710、第二集总元件1720和串联谐振电路1730的l/c值可以具有彼此不同的值。

图18是示出具有low-passt型/low-passt型结构的多尔蒂组合器1800的图。如图18所示，多尔蒂组合器1800可以包括第一集总元件1810、第二集总元件1820和串联谐振电路1830。

第一集总元件1810可以被配置为由两个电感器l1和一个电容器c1构成的low-passt型，以及第二集总元件1820可以被配置为由两个电感器l2和一个电容器c2构成的low-passt型。串联谐振电路1830可以由一个电感器l3和一个电容器c3构成。同样地，第一集总元件1810、第二集总元件1820和串联谐振电路1830的l/c值可以具有彼此不同的值。

图19是示出具有low-passt型/high-passt型结构的多尔蒂组合器1900的图。如图19所示，多尔蒂组合器1900可以包括第一集总元件1910、第二集总元件1920和串联谐振电路1930。

第一集总元件1910可以被配置为由两个电感器l1和一个电容器c1构成的low-passt型，以及第二集总元件1920可以被配置为由一个电感器l2和两个电容器c2构成的high-passt型。串联谐振电路1930可以由一个电感器l3和一个电容器c3构成。同样地，第一集总元件1910、第二集总元件1920和串联谐振电路1930的l/c值可以具有彼此不同的值。

图20是示出具有high-passt型/low-passt型结构的多尔蒂组合器2000的图。如图20所示，多尔蒂组合器2000可以包括第一集总元件2010、第二集总元件2020和串联谐振电路2030。

第一集总元件2010可以被配置为由一个电感器l1和两个电容器c1构成的high-passt型，以及第二集总元件2020可以被配置为由两个电感器l2和一个电容器c2构成的low-passt型。串联谐振电路2030可以由一个电感器l3和一个电容器c3构成。同样地，第一集总元件2010、第二集总元件2020和串联谐振电路2030的l/c值可以具有彼此不同的值。

图21是示出具有high-passt型/high-passt型结构的多尔蒂组合器2100的图。如图21所示，多尔蒂组合器2100可以包括第一集总元件2110、第二集总元件2120和串联谐振电路2130。

第一集总元件2110可以被配置为由一个电感器l1和两个电容器c1构成的high-passt型，以及第二集总元件2120可以被配置为由一个电感器l2和两个电容器c2构成的high-passt型。串联谐振电路2130可以由一个电感器l3和一个电容器c3构成。同样地，第一集总元件2110、第二集总元件2120和串联谐振电路2130的l/c值可以具有彼此不同的值。

图22是示出具有high-passπ型/high-passt型结构的多尔蒂组合器2200的图。如图22所示，多尔蒂组合器2200可以包括第一集总元件2210、第二集总元件2220和串联谐振电路2230。

第一集总元件2210可以被配置为由两个电感器l1和一个电容器c1构成的high-passπ型，以及第二集总元件2220可以被配置为由一个电感器l2和两个电容器c2构成的high-passt型。串联谐振电路2230可以由一个电感器l3和一个电容器c3构成。同样地，第一集总元件2210、第二集总元件2220和串联谐振电路2230的l/c值可以具有彼此不同的值。

图23是示出具有high-passπ型/low-passt型结构的多尔蒂组合器2300的图。如图23所示，多尔蒂组合器2300可以包括第一集总元件2310、第二集总元件2320和串联谐振电路2330。

第一集总元件2310可以被配置为由两个电感器l1和一个电容器c1构成的high-passπ型，以及第二集总元件2320可以被配置为由两个电感器l2和一个电容器c2构成的low-passt型。串联谐振电路2330可以由一个电感器l3和一个电容器c3构成。

图24是示出具有low-passπ型/high-passt型结构的多尔蒂组合器2400的图。如图24所示，多尔蒂组合器2400可以包括第一集总元件2410、第二集总元件2420和串联谐振电路2430。

第一集总元件2410可以被配置为由一个电感器l1和两个电容器c1构成的low-passπ型，以及第二集总元件2420可以被配置为由一个电感器l2和两个电容器c2构成的high-passt型。串联谐振电路2430可以由一个电感器l3和一个电容器c3构成。同样地，第一集总元件2410、第二集总元件2420和串联谐振电路2430的l/c值可以具有彼此不同的值。

图25是示出具有low-passπ型/low-passt型结构的多尔蒂组合器2500的图。如图25所示，多尔蒂组合器2500可以包括第一集总元件2510、第二集总元件2520和串联谐振电路2530。

第一集总元件2510可以被配置为由一个电感器l1和两个电容器c1构成的low-passπ型，以及第二集总元件2520可以被配置为由两个电感器l2和一个电容器c2构成的low-passt型。串联谐振电路2530可以由一个电感器l3和一个电容器c3构成。同样地，第一集总元件2510、第二集总元件2520和串联谐振电路2530的l/c值可以具有彼此不同的值。

图26是示出具有high-passt型/high-passπ型结构的多尔蒂组合器2600的图。如图26所示，多尔蒂组合器2600可以包括第一集总元件2610、第二集总元件2620和串联谐振电路2630。

第一集总元件2610可以被配置为由一个电感器l1和两个电容器c1构成的high-passt型，以及第二集总元件2620可以被配置为由两个电感器l2和一个电容器c2构成的high-passπ型。串联谐振电路2630可以由一个电感器l3和一个电容器c3构成。同样地，第一集总元件2610、第二集总元件2620和串联谐振电路2630的l/c值可以具有彼此不同的值。

图27是示出具有high-passt型/low-passπ型结构的多尔蒂组合器2700的图。如图27所示，多尔蒂组合器2700可以包括第一集总元件2710、第二集总元件2720和串联谐振电路2730。

第一集总元件2710可以被配置为由一个电感器l1和两个电容器c1构成的high-passt型，以及第二集总元件2720可以被配置为由一个电感器l2和两个电容器c2构成的low-passπ型。串联谐振电路2730可以由一个电感器l3和一个电容器c3构成。同样地，第一集总元件2710、第二集总元件2720和串联谐振电路2730的l/c值可以具有彼此不同的值。

图28是示出具有low-passt型/high-passπ型结构的多尔蒂组合器2800的图。如图28所示，多尔蒂组合器2800可以包括第一集总元件2810、第二集总元件2820和串联谐振电路2830。

第一集总元件2810可以被配置为由两个电感器l1和一个电容器c1构成的low-passt型，以及第二集总元件2820可以被配置为由两个电感器l2和一个电容器c2构成的high-passπ型。串联谐振电路2830可以由一个电感器l3和一个电容器c3构成。同样地，第一集总元件2810、第二集总元件2820和串联谐振电路2830的l/c值可以具有彼此不同的值。

图29是示出具有low-passt型/low-passπ型结构的多尔蒂组合器2900的图。如图29所示，多尔蒂组合器2900可以包括第一集总元件2910、第二集总元件2920和串联谐振电路2930。

第一集总元件2910可以被配置为由两个电感器l1和一个电容器c1构成的low-passt型，以及第二集总元件2920可以被配置为由一个电感器l2和两个电容器c2构成的low-passπ型。串联谐振电路2930可以由一个电感器l3和一个电容器c3构成。同样地，第一集总元件2910、第二集总元件2920和串联谐振电路2930的l/c值可以具有彼此不同的值。

<第五实施例>

图30a和图30b是示出本发明的第五实施例的多尔蒂功率放大器的构成的图。

参照图30a和图30b，本发明的第五实施例的多尔蒂功率放大器3000可以包括耦合器3010、载波放大器3020、峰值放大器3030和多尔蒂组合器3040。所述耦合器3010、载波放大器3020和峰值放大器3030与图2所示的耦合器210、载波放大器220和峰值放大器230相同，因此将省略其详细描述。

作为一实施例，如图30a所示，本发明的多尔蒂组合器3040可以包括：第一传输线路3041，与载波放大器3020的输出端p1连接；第二传输线路3042，与多尔蒂功率放大器3000的输出端p3连接；以及第一带宽改善部3043，与峰值放大器3030的输出端p2连接。此时，所述第一带宽改善部3043可以由串联谐振电路和并联谐振电路构成。

作为另一实施例，如图30b所示，本发明的多尔蒂组合器3040可以包括：第一传输线路3041，与载波放大器3020的输出端p1连接；第二传输线路3042，与多尔蒂功率放大器3000的输出端p3连接；以及第二带宽改善部3044，与峰值放大器3030的输出端p2连接。此时，所述第二带宽改善部3044可以由串联谐振电路和第三传输线路构成。

第一传输线路3041可以由用于组合载波放大器3020和峰值放大器3030的输出的90度相移线路(90°phaseshiftline)构成。此时，第一传输线路3041可以具有z0的特性阻抗和的电气长度(electricallength)。

第二传输线路3042可以由用于匹配多尔蒂功率放大器3000的输出的传输线路构成。此时，第二传输线路3042可以具有

的特性阻抗和的电气长度。

第一带宽改善部3043的串联谐振电路可以由用于改善多尔蒂功率放大器3000的相位(phase)带宽的l/c无源元件构成。此时，电感器l1和电容器c1可以串联连接。

第一带宽改善部3043的并联谐振电路可以由用于改善多尔蒂功率放大器3000的幅度(magnitude)带宽的l/c无源元件构成。此时，电感器l2和电容器c2可以并联连接。所述并联谐振电路的l2、c2值与所述串联谐振电路的l1、c1值无关(但是，即使具有相同的值也没关系)。

第二带宽改善部3044的串联谐振电路可以由用于改善多尔蒂功率放大器3000的相位(phase)带宽的l/c无源元件构成。此时，电感器l1和电容器c1可以串联连接。

第二带宽改善部3044的第三传输线路可以由短截线(shortstub)构成，该短截线是第一带宽改善部3043的并联谐振电路的等效电路。此时，所述第三传输线路645可以具有za的特性阻抗和的电气长度。所述特性阻抗za可以通过公式za＝1/8fc来定义。

图30a所示的多尔蒂组合器3040可以通过将串联谐振电路添加到峰值放大器3030的输出端p2来改善多尔蒂功率放大器3000的相位带宽。另外，多尔蒂组合器3040可以通过将并联谐振电路添加到峰值放大器3030的输出端p2来改善多尔蒂功率放大器3000的幅度带宽。

同样地，图30b所示的多尔蒂组合器3040可以通过将串联谐振电路添加到峰值放大器3030的输出端p2来改善多尔蒂功率放大器3000的相位带宽。另外，多尔蒂组合器3040可以通过将短截线添加到峰值放大器3030的输出端p2来改善多尔蒂功率放大器3000的幅度带宽。

图31a是示出模拟图30a的多尔蒂组合器的幅度(magnitude)特性的结果的图，图31b是示出模拟图30a的多尔蒂组合器的相位差(phasedifference)特性的结果的图。

在该模拟中，本发明的多尔蒂组合器设计为z0＝50ohm、θ＝90°的第一传输线路，θ＝90°的第二传输线路，l＝2.3712nh、c＝c＝2.671pf的串联谐振电路，以及l＝2.3712nh、c＝c＝2.671pf的并联谐振电路。

如图31a所示，可以确认到在本发明的多尔蒂组合器的情况下，与仅使用串联谐振电路的多尔蒂组合器相比，幅度带宽增加了760mhz。另外，如图31b所示，可以确认到在本发明的多尔蒂组合器的情况下，相位差与仅使用串联谐振电路的多尔蒂组合器相同。

即，可以确认到通过将并联谐振电路添加到上述图8的多尔蒂组合器800中设置的串联谐振电路中，在保持多尔蒂功率放大器的相位带宽的同时，改善了相应放大器的幅度带宽。

<第六实施例>

图32是示出本发明的第六实施例的多尔蒂功率放大器的构成的图。

参照图32，本发明的第六实施例的多尔蒂功率放大器3200可以包括耦合器3210、载波放大器3220、峰值放大器3230和多尔蒂组合器3240。所述耦合器3210、载波放大器3220和峰值放大器3230与图2所示的耦合器210、载波放大器220和峰值放大器230相同，因此将省略其详细描述。

本发明的多尔蒂组合器3240可以包括：第一集总元件(lumpedelements)3241，与载波放大器3240的输出端p1连接；第二集总元件3242，与多尔蒂功率放大器3200的输出端p3连接；以及带宽改善部3243，与峰值放大器3230的输出端p2连接。此时，所述带宽改善部3243可以由串联谐振电路和并联谐振电路构成。

与上述图30的多尔蒂组合器3040不同，在本发明的多尔蒂组合器3240中，可以使用与第一传输线路等效的第一集总元件来实现相移部3241。另外，可以使用与第二传输线路等效的第二集总元件来实现匹配部3242。

通过使用第一集总元件和第二集总元件代替第一传输线路和第二传输线路，能够使多尔蒂组合器3240和包括该多尔蒂组合器3240的多尔蒂功率放大器3200小型化。另外，即使当使用第一集总元件和第二集总元件代替第一传输线路和第二传输线路时，多尔蒂组合器3240也能够具有与图30的多尔蒂组合器3040相同的相位(phase)带宽和幅度(magnitude)带宽。

第一集总元件3241可以执行用于组合载波放大器3220和峰值放大器3230的输出的相移(phaseshift)功能。此时，如图33所示，所述第一集总元件3241可以被配置为low-passπ型lc电路3310、high-passπ型lc电路3320、low-passt型lc电路3330和high-passt型lc电路3340中的任意一种。

第二集总元件3242可以执行阻抗匹配(impedancematching)多尔蒂功率放大器3200的输出的功能。同样地，如图33所示，所述第二集总元件3242可以被配置为low-passπ型lc电路3310、high-passπ型lc电路3320、low-passt型lc电路3330和high-passt型lc电路3340中的任意一种。

由于可以使用四种类型的电路作为第一集总元件3241，并且可以使用四种类型的电路作为第二集总元件3242，因此，本实施例的多尔蒂组合器3240可以实现为共十六种形态。

例如，如图34所示，当第一集总元件和第二集总元件为π-π型结构时，所述第一集总元件和第二集总元件可以被配置为“low-passπ型/low-passπ型”、“low-passπ型/high-passπ型”、“high-passπ型/low-passπ型”或“high-passπ型/high-passπ型”。

另外，当第一集总元件和第二集总元件为t-t型结构时，所述第一集总元件和第二集总元件可以被配置为“low-passt型/low-passt型”、“low-passt型/high-passt型”、“high-passt型/low-passt型”或“high-passt型/high-passt型”。

另外，当第一集总元件和第二集总元件为π-t型结构时，所述第一集总元件和第二集总元件可以被配置为“low-passπ型/low-passt型”、“low-passπ型/high-passt型”、“high-passπ型/low-passt型”或“high-passπ型/high-passt型”。

另外，当第一集总元件和第二集总元件为t-π型结构时，所述第一集总元件和第二集总元件可以被配置为“low-passt型/low-passπ型”、“low-passt型/high-passπ型”、“high-passt型/low-passπ型”或“high-passt型/high-passπ型”。

带宽改善部3243的串联谐振电路可以由用于改善多尔蒂功率放大器3200的相位(phase)带宽的l/c无源元件构成。此时，电感器l1和电容器c1可以串联连接。

带宽改善部3243的并联谐振电路可以由用于改善多尔蒂功率放大器3200的幅度(magnitude)带宽的l/c无源元件构成。此时，电感器l2和电容器c2可以并联连接。所述并联谐振电路的l2、c2值与所述串联谐振电路的l1、c1值无关(但是，即使具有相同的值也没关系)。

多尔蒂组合器3240可以通过将串联谐振电路添加到峰值放大器3230的输出端p2来改善多尔蒂功率放大器3200的相位带宽。另外，多尔蒂组合器3240可以通过将并联谐振电路添加到峰值放大器3230的输出端p2来改善多尔蒂功率放大器3200的幅度带宽。

<第七实施例>

图35是示出本发明的第七实施例的多尔蒂功率放大器的构成的图。

参照图35，本发明的第七实施例的多尔蒂功率放大器3500可以包括耦合器3510、载波放大器3520、峰值放大器3530和多尔蒂组合器3540。所述耦合器3510、载波放大器3520和峰值放大器3530与图2所示的耦合器210、载波放大器220和峰值放大器230相同，因此将省略其详细描述。

本发明的多尔蒂组合器3540可以包括：相移部3541，与载波放大器3520的输出端p1连接；匹配部3542，与多尔蒂功率放大器3500的输出端p3连接；以及带宽改善部3543，与峰值放大器3530的输出端p2连接。此时，相移部3541可以由第一集总元件和第一谐振电路构成，匹配部3542可以由第二集总元件和第二谐振电路构成，以及带宽改善部3543可以由串联谐振电路和并联谐振电路构成。

与上述图32的多尔蒂组合器3240不同，在本发明的多尔蒂组合器3540中，可以将第一谐振电路添加到与第一传输线路等效的第一集总元件以实现相移部3541。另外，可以将第二谐振电路添加到与第二传输线路等效的第二集总元件以实现匹配部3542。

通过将第一谐振电路和第二谐振电路添加到第一集总元件和第二集总元件，不仅能够使多尔蒂组合器3540小型化，而且还能够改善多尔蒂组合器3540的幅度平衡(magnitudebalance)。另外，即使将第一谐振电路和第二谐振电路添加到第一集总元件和第二集总元件，多尔蒂组合器3540也能够具有与图32的多尔蒂组合器3240相同的相位差。

观察第一谐振电路和第二谐振电路的频率幅度特性，在无损谐振电路的情况下，信号在谐振频率处没有任何损失地被传递，但是在脱离中心频率时由于存在信号的反射而导致发生损失。利用这一点，可以改善由于脱离中心频率而导致幅度平衡被打破的频带中的幅度特性平衡。

第一集总元件和第一谐振电路可以执行用于组合载波放大器3520和峰值放大器3530的输出的相移(phaseshift)功能。此时，当第一集总元件的类型为π型时，相应集总元件中可以添加并联谐振电路，并且当第一集总元件的类型为t型时，相应集总元件中可以添加串联谐振电路。

例如，如图36所示，所述第一集总元件和第一谐振电路可以被配置为“low-passπ型lc电路3610+并联谐振电路3620”、“high-passπ型lc电路3630+并联谐振电路3640”、“low-passt型lc电路3650+串联谐振电路3660”或“high-passt型lc电路3670+串联谐振电路3680”中的任意一种。此时，第一集总元件的l、c值可以具有与第一谐振电路的l、c值不同的值。

可以使用l、c的乘积由谐振频率确定的一个关系式、以及l、c的乘积由脱离中心频率的频率处的幅度平衡差确定的关系式来获得第一谐振电路的l/c值。

第二集总元件和第二谐振电路可以执行阻抗匹配(impedancematching)多尔蒂功率放大器3500的输出的功能。同样地，如图36所示，所述第二集总元件和第二谐振电路可以被配置为“low-passπ型lc电路3610+并联谐振电路3620”、“high-passπ型lc电路3630+并联谐振电路3640”、“low-passt型lc电路3650+串联谐振电路3660”和“high-passt型lc电路3670+串联谐振电路3680”中的任意一种。此时，第二集总元件的l、c值可以具有与第二谐振电路的l、c值不同的值。另外，第二谐振电路的l、c值可以具有与第一谐振电路的l、c值相同的值。

如上所述，可以使用四种类型的电路作为第一集总元件和第一谐振电路，并且可以使用四种类型的电路作为第二集总元件和第二谐振电路，因此，本实施例的多尔蒂组合器3540可以实现为共十六种形态。

例如，如图37所示，在π-π型结构的情况下，“第一集总元件+第一谐振电路/第二集总元件+第二谐振电路”可以被配置为“low-passπ型+并联谐振电路/low-passπ型+并联谐振电路”、“low-passπ型+并联谐振电路/high-passπ型+并联谐振电路”、“high-passπ型+并联谐振电路/low-passπ型+并联谐振电路”或“high-passπ型+并联谐振电路/high-passπ型+并联谐振电路”。

另外，在t-t型结构的情况下，“第一集总元件+第一谐振电路/第二集总元件+第二谐振电路”可以被配置为“low-passt型+串联谐振电路/low-passt型+串联谐振电路”、“low-passt型+串联谐振电路/high-passt型+串联谐振电路”、“high-passt型+串联谐振电路/low-passt型+串联谐振电路”或“high-passt型+串联谐振电路/high-passt型+串联谐振电路”。

另外，在π-t型结构的情况下，“第一集总元件+第一谐振电路/第二集总元件+第二谐振电路”可以被配置为“low-passπ型+并联谐振电路/low-passt型+串联谐振电路”、“low-passπ型+并联谐振电路/high-passt型+串联谐振电路”、“high-passπ型+并联谐振电路/low-passt型+串联谐振电路”或“high-passπ型+并联谐振电路/high-passt型+串联谐振电路”。

另外，在t-π型结构的情况下，“第一集总元件+第一谐振电路/第二集总元件+第二谐振电路”可以被配置为“low-passt型+串联谐振电路/low-passπ型+并联谐振电路”、“low-passt型+串联谐振电路/high-passπ型+并联谐振电路”、“high-passt型+串联谐振电路/low-passπ型+并联谐振电路”或“high-passt型+串联谐振电路/high-passπ型+并联谐振电路”。

带宽改善部3543的串联谐振电路可以由用于改善多尔蒂功率放大器3500的相位(phase)带宽的l/c无源元件构成。带宽改善部3543的并联谐振电路可以由用于改善多尔蒂功率放大器3500的幅度(magnitude)带宽的l/c无源元件构成。

多尔蒂组合器3540可以通过将串联谐振电路添加到峰值放大器3530的输出端p2来改善多尔蒂功率放大器3500的相位带宽。另外，多尔蒂组合器3540可以通过将并联谐振电路添加到峰值放大器3530的输出端p2来改善多尔蒂功率放大器3500的幅度带宽。

图38是示出具有将第一谐振电路和第二谐振电路添加到第一集总元件和第二集总元件的结构的多尔蒂组合器3800的一个示例的图。在以下实施例中，多尔蒂组合器3800的相移部3810为π型结构，即可以被配置为“low-passπ型+并联谐振电路”。多尔蒂组合器3800的匹配部3820为π型结构，即可以被配置为low-passπ型+并联谐振电路”。

参照图38，多尔蒂组合器3800可以包括：相移部3810，由第一集总元件3811和第一谐振电路3812构成；匹配部3820，由第二集总元件3821和第二谐振电路3822构成；以及带宽改善部3830，由串联谐振电路3831和并联谐振电路3832构成。

第一集总元件3811可以被配置为由两个电感器l1/2和两个电容器c1构成的low-passπ型，以及第一谐振电路3812可以被配置为一个电感器l0和一个电容器c0并联连接的结构。

第二集总元件3821可以被配置为由两个电感器l2/2和两个电容器c2构成的low-passπ型，以及第二谐振电路3822可以被配置为一个电感器l0和一个电容器c0并联连接的结构。这里，第二谐振电路3822的l、c值可以具有与第一谐振电路3812的l、c值相同的值。

串联谐振电路3831可以被配置为一个电感器l3和一个电容器c3串联连接的结构，以及并联谐振电路3832可以被配置为一个电感器l4和一个电容器c4并联连接的结构。

多尔蒂组合器3840通过将第一谐振电路3812和第二谐振电路3822添加到第一集总元件3811和第二集总元件3821，不仅能够使相应组合器3840的尺寸(size)小型化，而且还能够改善相应组合器3840的幅度平衡(magnitudebalance)。

图39a是示出模拟图38的多尔蒂组合器的幅度(magnitude)特性的结果的图，图39b是示出模拟图38的多尔蒂组合器的相位差(phasedifference)特性的结果的图。

在该模拟中，本发明的多尔蒂组合器设计为l1＝3.9789nh、c1＝1.5915pf的第一集总元件，l2＝2.8135nh、c2＝2.2508pf的第二集总元件，l3＝5.7569nh、c3＝1.1pf的串联/并联谐振电路，以及l0＝2.533nh、c0＝2.5pf的并联谐振电路。

如图39a所示，可以确认到在本发明的多尔蒂组合器的情况下，与仅使用集总元件的多尔蒂组合器相比，幅度带宽稍微减小，但是幅度平衡得到了相当大的改善。另外，如图39b所示，可以确认到在本发明的多尔蒂组合器的情况下，相位差与仅使用集总元件的多尔蒂组合器相同。

即，可以确认到通过将第一谐振电路和第二谐振电路添加到上述图32的多尔蒂组合器3200中设置的第一集总元件和第二集总元件，在保持多尔蒂功率放大器的相位带宽的同时，改善了相应放大器的幅度平衡(magnitudebalance)。

<第八实施例>

图40是示出本发明的第八实施例的多尔蒂功率放大器的构成的图。

参照图40，本发明的第八实施例的多尔蒂功率放大器4000可以包括耦合器4010、载波放大器4020、峰值放大器4030和多尔蒂组合器4040。所述耦合器4010、载波放大器4020和峰值放大器4030与图2所示的耦合器210、载波放大器220和峰值放大器230相同，因此将省略其详细描述。

本发明的多尔蒂组合器4040可以包括：相移部4041，与载波放大器4040的输出端p1连接；匹配部4042，与多尔蒂功率放大器4000的输出端p3连接；以及带宽改善部4043，与峰值放大器4030的输出端p2连接。

相移部4041可以由第一传输线路或与第一传输线路等效的第一集总元件(未示出)构成，以及匹配部4042可以由第二传输线路或与第二传输线路等效的第二集总元件(未示出)构成。

带宽改善部4043可以由串联谐振电路和并联谐振电路(未示出)构成。这里，所述并联谐振电路可以实现为作为等效电路的短截线(shortstub)。

第一传输线路4041可以由用于组合载波放大器4020和峰值放大器4030的输出的90度相移线路(90°phaseshiftline)构成。此时，第一传输线路4041可以具有z0的特性阻抗和的电气长度(electricallength)。

第二传输线路4042可以由用于匹配多尔蒂功率放大器4000的输出的传输线路构成。此时，第二传输线路4042可以具有z1的特性阻抗和的电气长度。

带宽改善部4043的串联谐振电路可以由用于改善多尔蒂功率放大器4000的带宽的l/c无源元件构成。带宽改善部4043的短截线可以具有z2的特性阻抗和的电气长度。

第一传输线路4041、第二传输线路4042和短截线的特性阻抗值z0、z1、z2可以根据载波放大器和峰值放大器的设计规格来确定。

即使当第一输入端口p1和第二输入端口p2的阻抗与输出端口p3的阻抗彼此不同时，本发明的多尔蒂组合器4040也能够具有与上述图30的多尔蒂组合器3040相同的相位(phase)带宽和幅度(magnitude)带宽。

另外，即使当第一输入端口p1的阻抗与第二输入端口p2的阻抗彼此不同时，本发明的多尔蒂组合器4040也可以根据阻抗比来分配功率，从而改善相位带宽和幅度带宽。

如上所述，多尔蒂组合器4040可以通过将串联谐振电路添加到峰值放大器4030的输出端p2来改善多尔蒂功率放大器4000的相位带宽。另外，多尔蒂组合器4040可以通过将并联谐振电路或短截线添加到峰值放大器4030的输出端p2来改善多尔蒂功率放大器4000的幅度带宽。

图41a是示出将图40的多尔蒂组合器所示的集总元件转换成分散元件的多尔蒂组合器的构成的图，图41b是用于说明使用黑田恒等式来实现等效电路的方法所参照的图。

参照图41a，多尔蒂组合器4140可以包括：相移部4141，与载波放大器的输出端p1连接；匹配部4142，与多尔蒂功率放大器的输出端p3连接；以及带宽改善部4143，与峰值放大器的输出端p2连接。

相移部4141可以由第一传输线路和第二传输线路构成，以组合载波放大器和峰值放大器的输出。此时，第一传输线路可以具有z0的特性阻抗和的电气长度，以及第二传输线路可以具有z0的特性阻抗和θ的电气长度。

匹配部4142可以由第三传输线路构成，以匹配多尔蒂功率放大器的输出。此时，第三传输线路可以具有z1的特性阻抗和θ的电气长度。

带宽改善部4143可以由第四传输线路、第五传输线路、电容和短截线构成，以改善相位带宽和/或幅度带宽。此时，第四传输线路可以具有z3的特性阻抗和的电气长度，以及第五传输线路可以具有z4的特性阻抗和的电气长度。

如图41a的(i)和(ii)所示，当连接至第二输入端口p2的串联谐振电路的l、c被配置为分布元件而不是集总元件时，在l、c处的长度增加，从而需要将相应的传输线路z0、θ/2添加到第一输入端口p1。为了解决这个问题，可以使用黑田恒等式(kuroda‘sidentities)来实现等效电路。

例如，如图41b所示，可以使用公知的黑田恒等式将电感器l和附加传输线路实现为两个传输线路。因此，可以在峰值放大器的输出端处实现与串联谐振电路的集总元件(lumpedelement)等效的分布元件(distributedelement)。此时，所述分布元件可以包括第四传输线路、第五传输线路和电容器。

即使当输入端口的阻抗与输出端口的阻抗彼此不同时，本发明的多尔蒂组合器4140也能够具有与上述图30的多尔蒂组合器3040相同的相位(phase)带宽和幅度(magnitude)带宽。

如上所述，多尔蒂组合器4140通过将使用黑田恒等式实现的分布元件添加到峰值放大器的输出端p2，能够改善多尔蒂功率放大器的相位带宽。另外，多尔蒂组合器4140通过将并联谐振电路或短截线添加到峰值放大器的输出端p2，能够改善多尔蒂功率放大器的幅度带宽。

另一方面，尽管上面已经描述了本发明的特定实施例，但是在不脱离本发明的范围的情况下可以进行各种修改。因此，本发明的范围不应限于所描述的实施例，而不仅应由下面的权利要求书所限定，而且还应由与权利要求书等同的内容所限定。