用于测量连接到功率放大器的负载的电压和电流感测电路的制作方法

用于测量连接到功率放大器的负载的电压和电流感测电路
1.本技术要求于2021年12月14日提交欧洲专利局、申请号为21214440.6、发明名称为“voltage and current sense circuits for measuring a load connected to a power amplifier”的ep申请的优先权，其全部内容通过引用结合在本技术中。
技术领域
2.本发明涉及一种用于测量连接到功率放大器的负载的电压感测电路。本发明还涉及一种用于测量连接到功率放大器的负载的电流感测电路以及一种运行所述测量连接到功率放大器的负载的电压和电流感测电路的方法。


背景技术：

3.功率放大器的输出级的典型配置是桥接负载(bridge-tied load,btl)，如图1a所示，并且其中负载的两侧，例如扬声器，由两个处于相位相反的输出来驱动。这样，通过所述负载的电流可以沿两个相反的方向流动。通常，所述功率放大器在d类中运行，这意味着输出晶体管被切换，从而使得输出电压为经过调制的方波，其具有大约500khz的典型基频。铁氧体磁珠或电感器可以放置在实际放大器输出和所述扬声器之间，以减少电磁辐射和/或过滤由于调制引起的高频残留。
4.由于各种原因，例如为了提供扬声器保护，可能需要测量连接到所述功率放大器的负载的阻抗。这可以通过同时测量所述负载两端的电压和通过所述负载的电流来实现。例如，如果所述负载是扬声器，则通过测量所述负载，可以提供扬声器保护，因为扬声器的阻抗提供了有关其音圈温度的信息，而音圈温度反过来又是扬声器膜偏移的量度，如marco berkhout、dooper和benno krabbenborg在ieee固体电路学报(journal of solid-state circuits)，2013年，第48卷，第12期，第2952-2961页上发表的《用于自适应扬声器保护的具有嵌入式dc-dc升压转换器、电流感应adc和dsp的4ω2.65w的d类音频放大器》(“a 4ω2.65w class-d audio amplifier with embedded dc-dc boost converter,current sensing adc and dsp for adaptive speaker protection”)一文中所公开。
5.测得的电压和电流通常会转换为数字值，从而允许在数字域中进行进一步的信号处理。sigma-delta数据转换器为此提供了一种极具成本效益的解决方案。
6.如图1b所示，测量所述负载两端的电压可以通过观察所述负载两侧的电压v
sp
和v
sn
之间的差来实现。然而，所述电压的测量受到所述放大器输出节点上出现的大共模电压摆幅的影响。
7.如图1c所示，测量通过所述负载的电流可以通过添加与所述负载串联的已知测量电阻器r
sense
，以及通过测量所述已知测量电阻器上的差分电压来实现。出于电源效率的原因，所述测量电阻器的阻抗与所述负载相比应较小，通常约为所述负载的1％或更小。如果将所述测量电阻器放置在所述放大器的输出和所述负载之间，所述测量电阻器将经历与所述负载相同的共模电压摆幅，但要观察的差分信号远小于所述负载两端的电压。换言之，如果采用这种传感方案，电流接口电路的共模抑制要求将极具挑战性。这将以芯片面积和/或
电流消耗为代价。
8.或者，可以将所述测量电阻器放置在电流路径中的不同位置。一种普遍的解决方案是，将两个测量电阻器与低压侧输出晶体管的源极串联，如图1d所示。由于每个电阻器的一个支路接地，共模问题就可以通过这种方式得到充分解决。就ad调制方案而言，有两种可能的电路状态：
9.1.m
hsp
和m
lsn
同时导通。通过r
l
的电流也将流过r
lsn
(注意：由于存在与所述负载串联的电感器，电流仍然可以具有两个极性)。
10.2.m
hsn
和m
lsp
同时导通。通过r
l
的电流也将流过r
lsp
。
11.现在，通过观察差分电压v
lsp-v
lsn
，可以获得对所述负载电流的充分测量。
12.然而，对于bd调制方案，由于存在四种可能的电路状态，因此测量变得复杂。在每个pwm周期内，所述输出级将运行以下三种状态，如图1e所示。
13.1.对于音频信号的一半(v
sp
＞v
sn
)为正信号而言，所述电路将依次以以下状态运行：
14.状态一：v
op
和v
on
均为低
15.状态三：高v
op
和低v
on
16.状态二：v
op
和v
on
均为高
17.状态三：高v
op
和低v
on
18.然后返回到状态一。这在图1e的上部示出。
19.2.对于音频信号的一半(v
sp
＜v
sn
)为负信号而言，所述电路随后将在以下状态下运行：
20.状态一：v
op
和v
on
均为低
21.状态四：低v
op
和高v
on
22.状态二：v
op
和v
on
均为高
23.状态四：低v
op
和高v
on
24.然后返回到状态一。这在图1e的部分1中示出。
25.请注意，在状态一中，负载电流由两个电阻器所感测。在状态三和状态四中，所述负载电流由一个电阻器所感测。最后，在状态二中，所述负载电流根本没有被感测到。这显然是失真的来源，需要额外的设计措施才能使系统工作。在之前所述的放大器中，补偿已用于减少失真，但其性能有限。或者，在测量中包含高压侧感测电阻器是解决此问题的基本方法。图1f示出了当高压侧感测电阻器也包含在所述感测方案中时情况是如何变化的。
26.添加高侧感测电阻器解决了bd调制的失真问题，因为所述负载电流由两个感测电阻器感测，而与所述输出级运行的状态无关。
27.图1g示出了电流接口，其是本发明的一部分，其任务是将四个感测电压v
hsn
、v
hsp
、v
lsp
和v
lsn
组合成可由所述adc处理的信号。
28.binet等人在esscirc2014—第40届欧洲固态电路会议上发表的《具有动态共源共栅偏置和负载电流感测的40nm cmos全集成d类放大器》(“a fully integrated class-d amplifier in 40nm cmos with dynamic cascode bias and load current sensing”)一文中公开了一种电流接口的实现，如图1h所示。该电路的运行简述如下。电桥的输出晶体管具有与其源极串联的感测电阻器(r
1hp
、r
1hn
、r
1lp
、r
1ln
)。总计四个本地放大器和电阻器r
2hp
等
一起被配置为vi转换器，以主动生成所述感测电流的缩放副本。故意添加的偏移源(称为offsethp等)应注意，即使通过r
1hp
等的电流改变方向，通过r
2hp
等的电流也不会改变极性。通过额外的电流镜，四个缩放电流(每半桥两个)随后在所述电流域中相加，并将在节点i
outp
和i
outn
离开所述电路。
29.由于通过所述感测电阻器的信号很小，显然所述四个放大器必须设计为低噪声，这将以功耗和芯片面积为代价。偏移源和电流镜的失配增加了所述电路的失配性能，必须通过改善所述电阻器r
2hp
和r
1hp
等的匹配来补偿。同样，这将消耗额外的芯片面积。最后，必须注意，由于使用了电流镜，所述感测电流的缩放副本将在多个分支中流动。这将导致额外的功耗。
30.此外，关于所述电压接口，所述负载两端的差分电压可以变得与功率级的电源电压一样大。这通常会因太大而无法由可能连接到v
op
和v
on
的模数转换器(analog to digital convertor，adc)处理。因此，所述电压接口也必须包含衰减。此外，所述输出级的电源电压通常用(音频)信号调制，以进一步提高效率(dg类运行)。这意味着所述共模电压将随着所述音频信号而变化。此外，由于进行d类运行，所述输出共模电压包含大量高频分量。因此，共模抑制是所述电压接口的一项重要条件。最后，所述电压接口的输出共模电压电平应方便地安装于所述adc的供电轨道之间。
31.一种在放大器中抑制共模的已知技术是，使用两个匹配的分压器作为电压接口，其中所述两个匹配的分压器具有零共模抑制，如图1i所示。在图1i中，需要进行电压电平转换以使信号适合所述adc。但是，这会导致额外的噪声和失真。
32.binet等人在esscirc2014—第40届欧洲固态电路会议上发表的《具有动态共源共栅偏置和负载电流感测的40nm cmos全集成d类放大器》(“a fully integrated class-d amplifier in 40nm cmos with dynamic cascode bias and load current sensing”)一文中公开了一种电流接口，其中电桥的输出晶体管具有与其源极串联的感测电阻器，并且总计四个本地放大器和所述感测电阻器一起被配置为转换器，以主动生成所述感测电流的缩放副本。故意添加的偏移源应注意，即使通过所述电阻器的电流改变方向，通过所述感测电阻器的电流也不会改变极性。通过额外的电流镜，四个缩放电流(每桥半两个)随后在所述电流域中相加，并将在输出节点离开电路。由于通过所述感测电阻器的信号很小，因此所述四个放大器必须设计为低噪声，这将以功耗和芯片面积为代价。偏移源和电流镜的失配增加了所述电路的失配性能，必须通过改善所述感测电阻器的匹配来补偿，这又将消耗额外的芯片面积。最后，由于使用了电流镜，所述感测电流的缩放副本将在多个分支中流动，这将导致额外的功耗。
33.实施成本低且有效的用于测量连接到放大器的负载的电压和电流感测电路将是有利的，其在噪声和失真方面仍然表现良好。


技术实现要素：

34.本发明涉及一种用于测量连接到功率放大器的负载的电压感测电路，其中所述负载用于在第一端接收第一电压，并且在第二端接收第二电压，其中所述第一和第二电压的相位相反，其中所述电压感测电路包括耦合到所述第一电压的第一输入端、耦合到所述第二电压的第二输入端、第一输出端、第二输出端、第一分压器电路，其包括耦合到所述第一
输入端的输入和耦合到所述第一输出端的输出、第二分压器电路，其包括耦合到所述第二输入端的输入以及耦合到所述第二输出端的输出，以及驱动电路，其包括用于接收参考电压的第一输入、用于接收所述第一和第二分压器电路的共模信号的第二输入，以及用于用所述参考电压来驱动所述第一和第二分压器电路的输出共模电压的输出。这允许抑制共模变化，从而将差分电压转换为具有可直接由adc处理的幅度和共模电压电平的电流。例如，产生的输出电流可以由附加的sigma-delta转换器的第一积分器级直接进行积分。
35.所述驱动电路的第二输入可以连接到所述驱动电路的输出。这提供了允许抑制共模变化的合适连接。
36.所述第一和第二分压器中的每一个可以包括一对电阻器，其中所述一对电阻器中的每一个包括第一端和第二端，并且其中所述一对电阻器的第一端可以分别连接到所述第一和第二输出端，其中所述一对电阻器的第二端可以相互连接。这是一种可以减少噪声和失真的非常有效的实现方式。通过这种方式，产生的输出电流可以由连接到所述电压感测电路的sigma-delta转换器的第一积分器级直接进行积分。
37.可选地，所述第一和第二分压器可以通过使用电压源或以任何其他合适的方式来实现。
38.所述驱动电路的电压第二输入和输出可以连接到所述一对电阻器的第二端。这是抑制共模变化的合适连接。然而，所述驱动电路的电压第二输入和输出可以以任何合适的方式耦合到所述第一和第二分压器。
39.所述驱动电路可以包括串联在所述第一和第二输出端之间的第一和第二电阻器，使得所述第一电阻器的第一端可以耦合到所述第一输出端，所述第一电阻器的第二端可以耦合到所述第二电阻器的第一端，以及所述第二电阻器的第二端可以耦合到所述第二输出端，并且其中所述驱动电路的第二输入可以耦合到所述第二电阻器的第一端。这是所述驱动电路的一种非常有效的实现方式，其允许所述电压感测电路输出的共模抑制。然而，可以以任何其他合适的方式来实现所述驱动电路。这是一种可以减少噪声和失真的非常有效的使用电阻器的实现方式。
40.所述驱动电路可以包括第一和第二输出电阻器r
3p-r
3n
，其中第一输出电阻器r
3p
可以连接在所述第一输出端i
op
和所述第一电阻器r
2p
的第一端之间，并且所述第二输出电阻器r
3n
可以连接在所述第二输出端i
on
和所述第二电阻器r
2n
的第二端之间。通过这种方式，所述adc必须处理的物理量是电流，因此，可以将同一个adc连接到所述电压感测接口和电流感测接口，以测量电流和电压，从而计算所述负载。即，通过添加作为所述adc的第一级的第一和第二输出电阻器r
3p-r
3n
，所述电压感测电路的输出变量是电流。这将是有益的，因为所述电流和电压感测adc都可以是相同的电路，都将电流转换为数字。
41.本发明还涉及一种用于测量连接到功率放大器的负载的电流感测电路，其中所述负载用于在第一端接收第一电压v
ip
，并且在第二端接收第二电压v
in
，其中所述第一和第二电压的相位相反，其中所述电流感测电路包括耦合到第一电压v
hsn
的第一输入端、耦合到第二电压v
hsp
的第二输入端、耦合到第三电压v
lsn
的第三输入端、耦合到第四电压v
lsp
的第四输入端、第一输出端i
op
、第二输出端i
on
和共模环路电路，其包括第一输入、第二输入、第三输入和输出，其中所述第一和第二输入用于在所述第一和第二输出端i
op
和i
on
接收共模电压，所述第三输入用于接收参考电压，以及在所述输出生成控制信号，以切换所述电流感测电
路，使得所述共模电压等于所述参考电压。通过这种方式，两个高压侧感测电压和两个低压侧感测电压将被转换为适合adc的共模电压电平的电流。对于高压侧电压，其定义与电源电压有关(并且可以包含干扰)，使用差分放大器来抑制常见的电源变化。一个重要的特点是，当差分放大器用于所述高压侧电压时，所述差分放大器不需要用于所述低压侧电压。这对噪声和失真有好处。此外，虽然使用共模环路来实现合适的输出共模电压电平，但该电压会复制到高压侧感测电阻器，从而重新使用分支电流，这可以节省功率和面积。将转换和加法运算相结合，从而产生的输出电流由附加的sigma-delta转换器的第一积分器级直接进行积分。本发明展示了最简单的可能实现方式，其中最少量的电路元件有助于输出噪声、失配和失真。
42.所述电流感测电路还可以包括差模环路电路，其包括第一输入、第二输入和输出，其中所述第一和第二输入用于接收电压差并生成控制信号以保持所述电压差等于零。
43.所述电流感测电路还包括第一晶体管m1，其包括源极、栅极和漏极，第二晶体管m2，其包括源极、栅极和漏极，以及第一、第二、第三和第四转换电阻器，其包括第一端和第二端，其中所述第一、第二、第三和第四转换电阻器的第一端分别耦合到所述第一、第二、第三和第四输入端，并且所述第一电阻器的第二端耦合到所述差模环路电路的第一输入和所述第一晶体管m1的源极，所述第二电阻器的第二端耦合到所述差模环路电路的第二输入和所述第二晶体管m2的源极，所述第三电阻器的第二端耦合到所述共模环路电路的第一输入和所述第一晶体管m1的漏极，所述第四电阻器的第二端耦合到所述共模环路电路的第二输入和所述第二晶体管m2的漏极，并且由所述共模环路电路和所述差模环路电路产生的控制信号控制所述第一晶体管m1和所述第二晶体管m2的栅极。这是一个非常有效的实现。
44.本发明还涉及一种运行电流感测电路的方法和/或一种运行电压感测电路的方法。
45.本领域技术人员将理解，上述特征可以以任何被认为有用的方式进行组合。此外，关于该系统所描述的修改和变化同样可以应用于一种方法。
附图说明
46.在下文中，本技术的各个方面将参照附图，通过示例加以说明。附图是示意图，并且不是按比例绘制的。
47.图1a-1i示出了已知的电流或电压感测电路。
48.图2示出了根据发明实施例的电压感测电路。
49.图3示出了根据发明另一实施例的电压感测电路。
50.图4示出了根据发明又一实施例的电压感测电路。
51.图5示出了根据发明另一实施例的电压感测电路。
52.图6示出了根据发明实施例的电流感测电路。
53.图7示出了图6的电流感测电路的实现。
54.图8示出了根据本发明实施例的电流感测电路的实现。
55.图9示出了根据本发明的包括电流感测电路和电压感测电路的功率放大器。
56.图10示出了一种运行电压感测电路的方法的流程图。
57.图11示出了一种运行电流感测电路的方法的流程图。
具体实施方式
58.图2示出了根据本发明第一实施例的电压感测电路200。图2中的电压感测电路200包括第一输入端202、第二输入端204、第一输出端206和第二输出端208。图2中的电压感测电路200的第一输入端202用于接收第一输入电压v
ip
,，所述第二输入端204用于接收第二输入电压v
in
，所述第一输出端206用于提供第一输出电压v
op
，所述第二输出端208用于提供第二输出电压v
on
。
59.图2中的电压感测电路200还包括第一分压器电路220和第二分压器电路222。所述第一分压器电路220包括输入和输出，其中所述输入耦合到所述电压感测电路的第一输入端202，并且所述输出耦合到所述第一输出端206。所述第二分压器电路222包括输入和输出，其中所述输入耦合到所述第二输入端204，并且所述输出耦合到所述第二输出端208。
60.图2中的电压感测电路200还包括驱动电路232，其中所述驱动电路232包括第一输入234、第二输入236和输出238。所述驱动电路232的第一输入234用于接收参考电压，所述第二输入236耦合到所述第一分压器电路220和所述第二分压器电路222并且用于接收共模信号，并且所述输出238耦合到所述第一和第二分压器电路，并且用于用所述参考电压来驱动所述第一和第二分压器电路的输出共模电压。
61.图2所示的电压感测电路200可用于测量连接到功率放大器的负载，其中所述负载用于在所述负载的第一端接收第一电压(v
ip
)，并且在所述负载的第二端接收第二电压(v
in
)，其中所述第一和第二电压的相位相反。
62.在存在较大共模电压变化的情况下，将差分电压转换为具有可由adc方便处理的幅度和共模电压电平的电流，从而抑制所述共模变化。产生的输出电流可以由附加的sigma-delta转换器的第一积分器级直接进行积分。
63.图3示出了根据本发明的又一实施例的电压感测电路300，其中使用了与图2中相同的参考编号来指示相同的元件。图3中的第一分压器220包括第一电阻器r
1p
和第二电阻器r
2p
，其中所述第一电阻器r
1p
包括第一端302和第二端304，并且所述第二电阻器r
2p
包括第一端306和第二端308。所述第一电阻器r
1p
的第一端302连接到所述电压感测电路300的第一输入端202，所述第一电阻器r
1p
的第二端304连接到所述电压感测电路300的第一输出端206，并连接到所述第二电阻器r
2p
的第一端306。所述第二电阻器r
2p
的第二端308连接到所述第二输入236和所述驱动电路232的输出238。
64.图3所示的第二分压器222包括第三电阻器r
1n
和第四电阻器r
2n
，其中所述第三电阻器r
1n
包括第一端312和第二端314，并且所述第四电阻器r
2n
包括第一端316和第二端318。所述第三电阻器r
1n
的第一端312连接到所述第二输入端204，所述第三电阻器r
1n
的第二端314连接到所述电压感测电路300的第二输出端208和所述第四电阻器r
2n
的第一端316。所述第四电阻器r
2n
的第二端318连接到所述驱动电路232的第二输入236和所述驱动电路232的输出238以及所述第二电阻器r
2p
的第二端308。
65.通过这种方式，图3所示的电压感测电路300的输出共模电压不是特别接地，这对可能连接到所述第一和第二输出端206和208的adc来说是不方便的。此外，在所述电压感测电路300的输出端提供共模抑制。所述第二电阻器r
2p
的第二端308和所述第四电阻器r
2n
的第二端318之间的公共接地节点可以由电压源代替，或者由以合适的电压驱动该公共接地节点的缓冲器代替。在如图3所示的示例中，所述第一和第二输出v
op
和v
on
将在0.9伏左右，
如果所述adc相对于地来说提供的电压为1.8伏，这是很方便的。然而，这不是限制，所述第一和第二输出v
op
和v
on
可以具有任何合适的值。
66.图4示出了根据本发明的另一实施例，其中驱动电路400与图3所示的驱动电路232相比还包括第一电阻器r
4p
和第二电阻器r
4n
。所述第一电阻器r
4p
包括第一端402和第二端404。所述第二电阻器r
4n
包括第一端406和第二端408。所述驱动电路400的第一电阻器r
4p
的第一端402连接到第一输出端206，所述第二电阻器r
4n
的第二端408连接到所述第二输出端208，以及所述第一电阻器r
4p
的第二端404连接到所述第二电阻器r
4n
的第一端406和放大器422的输出420。
67.这允许抑制输入共模电压变化。围绕所述放大器的环路负责确保所述第二电阻器r
2p
和所述第四电阻器r
2n
之间的节点将遵循在所述放大器的非反相输入提供的参考电压。由于所述第二电阻器r
2p
和所述第四电阻器r
2n
之间没有接地的低欧姆路径，因此通过所述第二电阻器r
2p
的电流必须等于通过所述第四电阻器r
2n
的电流。因此，v
op
的任何正偏移都必须伴随着v
on
的相等负偏移。这意味着输出共模电平(v
op
+v
on
)/2仍然等于所述参考电压。所述输入共模电压的任何变化都将导致通过所述第一电阻器r
1p
和所述第二电阻器r
1n
的共模电流增加，这将由所述放大器422的输出420经由所述驱动电路400的第一电阻器r
4p
和第二电阻器r
4n
消耗。以这种方式实现共模抑制。
68.图5示出了根据本发明的另一实施例，其中驱动电路510与图4中的驱动电路400相比，包括第一输出电阻器r
3p
和第二输出电阻器r
3n
。所述驱动电路510的第一输出电阻器r
3p
包括第一端512和第二端514，所述驱动电路510的第二输出电阻器r
3n
包括第一端516和第二端518。所述驱动电路510的第一输出电阻器r
3p
的第二端514连接到第一输出端204，所述驱动电路510的第一输出电阻器r
3p
的第一端连接到所述第一电阻器r
4p
的第一端402。所述驱动电路510的第二输出电阻器r
3n
的第二端518连接到所述第二输出端208，并且所述驱动电路510的第二输出电阻器r
3n
的第一端516连接到所述第二电阻器r
4n
的第一端406。图5中的电压感测电路的第一输出端204和第二输出端206耦合在一起。通过这种方式，由连接到图5中的电压感测电路的adc处理的物理量是电流，由于使用所述第一输出电阻器r
3p
和第二输出电阻器r
3n
以及所述第一和第二输出端的耦合，所述第一输出端204和所述第二输出端206之间的差分电压传递电流。
69.图6示出了根据发明实施例的电流感测电路600。所述电流感测电路600包括耦合到第一电压v
hsn
的第一输入端602、耦合到第二电压v
hsp
的第二输入端604、耦合到第三电压v
lsn
的第三输入端606、耦合到第四电压v
lsp
的第四输入端608、第一输出端i
op
、第二输出端i
on
和共模环路电路610。所述共模环路电路610包括第一输入612、第二输入614、第三输入616和输出618。所述共模环路电路610的第一和第二输入分别用于在所述第一和第二输出端i
op
和i
on
接收共模电压。第三输入616用于接收参考电压。通过这种方式，所述共模环路电路610用于在其输出618产生控制信号以切换第一晶体管m1和第二晶体管m2，使得所述共模电压等于所述参考电压。所述电流感测电路600还包括差模环路电路630，其包括第一输入632和第二输入634以及输出636，其中所述第一和第二输入632和634用于接收电压差，使得差模环路电路630产生控制信号以控制所述第一晶体管m1和所述第二晶体管m2以保持电压差等于零。图6中的电流感测接口的目标是将四个感测电压v
hsn
、v
hsp
、v
lsp
和v
lsn
组合成一个可由所述adc处理的信号。高压侧电压v
hsp
和v
hsn
将在正电源电压vddp附近变化。低压侧感测
电压v
lsp
和v
lsn
将在地电平附近变化，地电平是所述参考节点。所述adc将接收电压水平约为所述adc电源电压的一半的输入电流i
out
。这意味着模拟电压电平转换是该功能的一部分。此外，所述高压侧感测电压共享一个公共vddp电压。可以使用某种差分放大器来抑制电源调制。
70.所述输入电压v
hsp
、v
hsn
、v
lsp
和v
lsn
连接到四个感测电阻器。在没有负载电流的情况下，v
hsp
和v
hsn
将等于功率级电源电压vddp，v
lsp
以及v
lsn
将等于接地。四个称为r
sum,hsp
、r
sum,hsm
、r
sum,hlp
和r
sum,hln
的转换电阻器是相等的。输出i
op
和i
on
被所述adc的sigma-delta环路的第一个积分器所差分短路。这意味着任何离开i
op
节点的电流都将通过所述i
on
节点返回。图6中的电路要实现的数学函数是：
71.i
out
＝(v
hsp-v
hsn-v
lsp
+v
lsn
)/r
sum
72.根据基尔霍夫第一定律，加减运算发生在输出节点和当前域中。如前所述，所述共模环路电路610将测量节点i
op
和i
on
处的共模电压并同相控制m1和m2的栅极直到所述共模电压等于外部参考电压v
ref,cm
。这意味着通过r
sum,lsp
和r
sum,lsn
的电流都等于v
ref,cm
/r
sum
。这些电流也将流过r
sum,hsp
和r
sum,hsn
，因此，所述外部参考电压也将在这些高压侧电阻器上下降。不再需要额外的高压侧参考电压。过量电压(因为vddp相对较大)将在级联晶体管m1和m2上下降。根据最大电源电压，这些可能必须是高压类型。所述差模环路电路630将测量电压v
s1
和电压v
s2
之间的差并且通过控制m1和m2的相反相位的栅极电压将该差调整为零。该电路的一个优点是共模输出电压和地之间的整个电压余量将通过所述四个称为r
sum,hsp
、r
sum,hsm
、r
sum,hlp
、和r
sum,hln
的转换电阻器来下降。这是给定电流预算内噪声的最佳情况。如果将级联晶体管放置在所述转换电阻器的顶部支路和电流输出之间，并且如果必须保持相同的支路电流，则电阻器必须更小以允许通过级联的电压下降。较小的电阻器会产生较大的电流噪声。
73.图7和图8示出了使用晶体管的图6中的电流感测电路的实现。差分输出电流噪声的唯一贡献是电阻器和差分对。如图8所示，不是直接控制m1和m2的栅极，而是通过调整差模环路分对的尾电流源来进行同相控制。所述共模环路以这种方式变成了两级放大器，这增加了该环路的环路增益。
74.图9示出了根据本发明的包括电流感测电路600和电压感测电路200的功率放大器900。图9还示出了连接在所述电流感测电路600的输出和所述电压感测电路200的adc902。图10示出了一种运行用于测量连接到功率放大器的负载的电压感测电路的方法的流程图，其中所述负载用于在第一端接收第一电压v
ip
，并且在第二端接收第二电压v
in
，其中所述第一和第二电压的相位相反。该方法包括步骤1002，其包括在所述电压感测电路的第一分压器电路220的输入接收所述第一电压v
ip
。所述方法通过在所述电压感测电路的第二分压器电路222的输入接收所述第二电压v
in
来进一步前进到步骤1004。在步骤1006中，所述方法包括在所述电压感测电路的驱动电路232的第一输入234接收参考电压，并且在所述驱动电路232的第二输入236接收来自所述第一和第二分压器电路的共模信号。最后，该方法包括步骤1008，其包括由所述驱动电路用所述参考电压来驱动所述第一和第二分压器电路的输出共模电压。
75.图11示出了一种运行用于测量连接到功率放大器的负载的电流感测电路的方法的流程图，其中所述负载用于在第一端接收第一电压v
ip
，并且在第二端接收第二电压v
in
，
其中所述第一和第二电压的处于相位相反。该方法包括步骤1002，在第一输入端602接收第一电压v
hsn
，在第二输入端604接收第二电压v
hsp
，在第三输入端606接收第三电压v
lsn
，并且在第四输入端608接收第四电压v
lsp
。该方法还包括步骤1104，在共模环路电路610的第一和第二输入接收所述电流感测电路的输出的共模电压，以及在所述共模环路电路610的第三输入接收参考电压。最后，该方法包括步骤1106，在所述共模环路电路610的输出产生控制信号636，以切换所述电流感测电路600，使得所述共模电压等于所述参考电压。
76.本文描述的示例和实施例用于说明，而不是限制本发明。本领域技术人员将能够在不脱离权利要求的范围的情况下设计替代实施例。权利要求中括号内的参考标记不应解释为限制权利要求的范围。在权利要求或说明书中被描述为单独实体的项目可以被实现为结合所描述项目的特征的单个硬件或软件项目。