专利名称:采用镜象频率抑制器的抗镜象频率干扰方法
本发明属于无线电通信与广播工程抗干扰技术。主要用在电讯与广播接收设备中消除镜象频率干扰(以下简称镜频干扰)。
在无线电广播接收设备与电通信设备中，以及其它用途的无线电接收设备中，普遍采用超外差式电路来提高设备的性能。采用超外差式电路将因混频电路的非线性工作状态，会出现许多非线性干扰，其中最有害的是镜象频率干扰。目前，可以采用混频性能良好的器件与电路如场效应管平衡混频器、二极管环形混频器，改善本机振荡器输出波形和噪声等措施来基本上消除除本振基波所产生的镜频干扰以外的其他非线性干扰。镜频干扰的存在，使接收设备的实际选择性降低，接收质量大为下降，而且镜频干扰与混频电路自身的工作状况无关。只要该干扰频率信号进入混频器，后续电路对其是无能为力的。抑制镜频干扰的传统方法，是在混频器前设置多级选择性电路。为要得到高的镜象抑制效果，前置选择性电路的级数也相应增多，使电路复杂，并对统调提出较高要求。为简化前置选择性电路而又基本将镜频干扰抑制，比较有效的方法是采用高中频，中频为最高接收信号频率的2～3倍以上。采用高中频再配合性能良好的混频电路，在混频器中产生的各种干扰及中频干扰都基本上被抑制。由于高中频这种独特的优点，这种方法被广泛地应用在通信接收设备中。
采用高中频后又要保证邻波道选择性，这就对中频滤波器提出了相当荷刻的要求。通常希望采用矩形系数小的窄带晶体滤波器，这在技术上带来一些困难。在中频相当高时，晶体滤波器的制造已不可能(表面声波滤波器虽然是一种很有前途的滤波器，但目前主要是用作宽带滤波器。)，这就是使高中频接收这种方法还只能用在短波及以下波段的原因之一。采用高中频后，增益、稳定性、邻近波道选择性都难满足要求，因此还广泛地采用二次变频接收方法。第一中频选用高中频以减少非线性干扰，再经1～3道变频降为低中频满足增益和邻近波道选择性要求。这时会出现附加镜频干扰，附加镜频干扰的大小，要视第一中频滤波器的性能而定，并使电路结构复杂化。
由于上述种种原因，采用高中频的一次变频和二次变频接收方法还不能为数量庞大的民用广播接收设备所采用。
在超高频接收设备中，也采用镜频反射技术来减少损耗和增加对镜频干扰的抑制能力。其方法是在混频器输入端加镜频滤波器，该滤波器实质上是一个LC串联谐振电路。利用镜频滤波器将镜频干扰反射回接收机输入端，同时实现混频器的镜频回收。这种方法在中频相对较低时抑制镜频干扰的效果不明显。
本发明的目的
1.采用专门设计的镜频抑制器来彻底消除各种用途超外差式接收机中由本振基波引起的镜频干扰;
2.通过采用上述方法来改善接收机的性能，提高接收质量，简化接收机构造;
3.给出利用普通的电阻、电容、电感构成镜频抑制器的电路和元件选择设计方法，使镜频抑制器可作为一个单独部件进行生产，并能被广泛采用。
本
发明内容
如下
本发明提出的采用镜频抑制器来彻底消除镜频干扰的方法，是在超外差式电路的混频器(或变频器)之前接入一个专门用于消除镜频干扰信号的镜频抑制器，利用镜频抑制器对外部镜频干扰信号的完全吸收能力来消除本机振荡信号基波所产生的镜频干扰，对于工作于一个较宽波段范围的超外差式电路，为使镜频抑制器有最佳工作状态，需要将整个波段的信号都转換为一个固定频率信号。这里我们要用采用高中频的二次变频方案。采用高中频的目的是利用前端选择性电路的选择性确保在上述转換过程中不产生新的镜频干扰和其他非线性干扰。对于只工作在一个固定频率的超外差电路，则无须采用高中频的二次变频方案，只消在混频电路前接入镜频抑制器即可。采用镜频抑制器后的中频可以选用很低的中频，信号频率fs和中频频率fz之比可以高达200倍以上。在这种情况下，邻近波道选择性依靠低中频选择性电路来满足。镜频选择性由镜频抑制器保证。由于本发明所设计的镜频抑制器本身也具有一定选择性，所以一般情况下，其他选择性滤波电路可以省去。
整机结构方案见图(1)
本发明所设计的镜频抑制器是一个由电感、电容、电阻所联接而构成的交流电桥。其电路结构见图(2)。有用信号和干扰信号同时由端子1、2加至L1，在L0中产生感应信号电压，经桥臂复阻抗Z1和Z2、电容C3和C4加至负载ZL、C5是负载端分布电容。有用信号经过桥臂输出至负载ZL时，保持其尽可能大的输出值，干扰信号经过桥臂后加至负载则相互低消，输出值为零。L0、C3、C4组成谐振回路，可使有用频率信号有最大输出，并通过C3、C4取得中点电位，利用C4来调节电桥平衡。根据本发明人的研究结果，复合阻抗Z1与Z2有两种最佳组合方案
1.Z1为纯电阻R1，Z2为R2L2C2并联谐振电路;
2.Z2为R2L2C2并联谐振电路，Z1也为R1L1C1并联谐振电路。
图(2)所示的交流电桥作为滤波器的原理，以第二种组合方案为例简述如下
当Z1为R1L1C1并联电路，Z2为R2L2C2并联电路时，它们的阻抗特性分别为两个园。如果Z1和Z2谐振阻抗一样，则两园直径相同并重合。且令两阻抗的矢量末端在干扰频率fss处重合，电桥平衡无输出。当f变化至信号频率fs时，由于我们的设计，使两阻抗矢量末端绕阻抗园进行速度不一样，因此阻抗Z1与Z2之间有了较大差异。设计时，已令｜Z2-Z1｜fs＝｜Z1｜fs，此时电桥输出电压将接近其最大可能输出电压。这样，作滤波器的电桥同时工作在平衡和不平衡两种状态，所以也将这种电路称为桥式滤波电路或桥式滤波器。
图(2)提供的基本电路，在具体应用中可以有种种变形。图(3)即是一例。此例中，Z1为纯电阻R1，Z2为R2L2C2并联谐振电路。L0C6谐振于有用信号频率fS，Z2谐振于干扰信号频率fss。建议以使用图(2)提供的基本电路为好。
为确保镜频抑制器的工作满足本发明要求，图(2)电路中各元件必须按下面给出的设计方法确定其数值。
令ω＝2πf，设有用信号角频率为ωs，镜频干扰角频率为ωss，且ωss＞ωs，取C3＝C4，C4为可微调电容，有
L0＝ 2/(ωs2C3) ……(1)
1.当Z1为电阻R1，Z2为R2L2C2并联电路时
L2＝<math><mfrac><mrow><mi>1-(</mi><mfrac><mrow><msub><mi>ω </mi><mi>s</mi></msub></mrow><mrow><msub><mi>ω </mi><mi>ss</mi></msub></mrow></mfrac><msup><mi>)</mi><mi>2</mi></msup></mrow><mrow><msub><mi>ω </mi><mi>s</mi></msub></mrow></mfrac></math>·R1……(2)
C2＝ 1/(ωss2L2) ……(3)
R2＝ (Q2ωssL2R1)/(Q2ωssL2-R1) ……(4)
式中Q2为电感L2品质因数。
2.当Z1为R1L1C1并联电路，Z2为R2L2C2并联电路时，令Z1和Z2的谐振电阻相等，且为R0;令Z1谐振角频率ω1为ωs和ωss的算术平均值。有
L1＝<math><mfrac><mrow><mi>(</mi><mfrac><mrow><msub><mi>ω </mi><mi>ss</mi></msub></mrow><mrow><msub><mi>ω </mi><mi>1</mi></msub></mrow></mfrac><msup><mi>)</mi><mi>2</mi></msup><mi>-1</mi></mrow><mrow><msub><mi>ω </mi><mi>ss</mi></msub></mrow></mfrac></math>·R0……(5)
C1＝ 1/(ω12L1) ……(6)
R1＝ (Q1ω1L1Ro)/(Q1ω1L1-Ro) ……(7)
L2＝<math><mfrac><mrow><mi>(</mi><mfrac><mrow><msub><mi>ω </mi><mi>ss</mi></msub></mrow><mrow><msub><mi>ω </mi><mi>s</mi></msub></mrow></mfrac><msup><mi>)</mi><mi>2</mi></msup><mi>-1</mi></mrow><mrow><msub><mi>ω </mi><mi>ss</mi></msub></mrow></mfrac></math>·R0……(8)
C2＝ 1/(ωs2L2) ……(9)
R2＝ (Q2ω2L2Ro)/(Q2ωsL2-Ro) ……(10)
式中，Q1、Q2分别为电感L1、L2品质因数。
图(2)电路的输出信号电压特性和抑制镜频干扰能力如下。
1.对Z1为纯电阻，Z2为R2L2C2并联电路的组合，输出信号电压
0为
……(11)
式中，
-流过L0绕组的等效电流;
u＝<math><mfrac><mrow><mi>(</mi><mfrac><mrow><mi>ω</mi></mrow><mrow><msub><mi>ω </mi><mi>ss</mi></msub></mrow></mfrac><msup><mi>)</mi><mi>2</mi></msup><mi>-1</mi></mrow><mrow><msub><mi>ω L</mi><mi>2</mi></msub></mrow></mfrac></math>;ν＝<math><mfrac><mrow><mi>(</mi><mfrac><mrow><mi>ω</mi></mrow><mrow><msub><mi>ω </mi><mi>s</mi></msub></mrow></mfrac><msup><mi>)</mi><mi>2</mi></msup><mi>-1</mi></mrow><mrow><msub><mi>ω L</mi><mi>o</mi></msub></mrow></mfrac></math>
ω＝2πf，角频率。
抑制镜频干扰能力N为
N＝20lg｜<math><msqrt><mi>2</mi></msqrt><msup><mi>·Sin ［tg</mi><mi>-1</mi></msup><mfrac><mrow><mi>(</mi><mfrac><mrow><mi>ω</mi></mrow><mrow><msub><mi>ω </mi><mi>ss</mi></msub></mrow></mfrac><msup><mi>)</mi><mi>2</mi></msup><mi>-1</mi></mrow><mrow><msub><mi>ω L</mi><mi>2</mi></msub></mrow></mfrac><msub><mi>R</mi><mi>1</mi></msub><mi>］</mi></math>｜
(db)……(12)
式中，Δω为偏离ωss的量，ω＝ωss±△ω。
2.对Z1为R1L1C1并联电路，Z2为R2L2C2并联电路的组合，输出信号电压
0为
……(13)
式中
-流过L0绕组的等效电流;
R0-Z1、Z2的谐振电阻;
u＝<math><mfrac><mrow><mi>(</mi><mfrac><mrow><mi>ω</mi></mrow><mrow><msub><mi>ω </mi><mi>1</mi></msub></mrow></mfrac><msup><mi>)</mi><mi>2</mi></msup><mi>-1</mi></mrow><mrow><msub><mi>ω L</mi><mi>1</mi></msub></mrow></mfrac></math>;ν＝<math><mfrac><mrow><mi>(</mi><mfrac><mrow><mi>ω</mi></mrow><mrow><msub><mi>ω </mi><mi>s</mi></msub></mrow></mfrac><msup><mi>)</mi><mi>2</mi></msup><mi>-1</mi></mrow><mrow><msub><mi>ω L</mi><mi>2</mi></msub></mrow></mfrac></math>;ω＝<math><mfrac><mrow><mi>(</mi><mfrac><mrow><mi>ω</mi></mrow><mrow><msub><mi>ω </mi><mi>s</mi></msub></mrow></mfrac><msup><mi>)</mi><mi>2</mi></msup><mi>-1</mi></mrow><mrow><mfrac><mrow><mi>1</mi></mrow><mrow><mi>2</mi></mrow></mfrac><msub><mi>ω L</mi><mi>o</mi></msub></mrow></mfrac></math>
抑制镜频干扰能力N为
N＝20lg｜<math><mfrac><mrow><msqrt><mrow><mi>2</mi></mrow></msqrt></mrow><mrow><mi>2</mi></mrow></mfrac><msub><mi>R</mi><mi>o</mi></msub><mi>· △ω ［(C</mi><msub><mi></mi><mi>2</mi></msub><mi>－C</mi><msub><mi></mi><mi>1</mi></msub><mi>)＋</mi><mfrac><mrow><mi>1</mi></mrow><mrow><msup><mi>ω </mi><mi>2</mi></msup></mrow></mfrac><mi>(</mi><mfrac><mrow><mi>1</mi></mrow><mrow><msub><mi>L</mi><mi>2</mi></msub></mrow></mfrac><mi>－</mi><mfrac><mrow><mi>1</mi></mrow><mrow><msub><mi>L</mi><mi>1</mi></msub></mrow></mfrac><mi>)］</mi></math>｜
(db)……(14)
式中，Δω为偏离ωss的量，ω＝ωss±Δω。
镜频抑制器的输出特性曲线具有图(4)曲线所示的形状。
图(2)所示的镜频抑制器也可以串联使用，称镜频抑制器组。镜频抑制器组的带宽抑制能力N可近似用下式表示
N≈20Lg( (2FZ)/(ΔF) )-n(db)……(15)
式中FZ-所选中频频率;
2ΔF-信号通频带宽度;
n-串联的镜频抑制器个数，通常n≤2、
将多个抑制器串联使用的目的，可以是因为下述原因之一
1.单个抑制器的抑制干扰能力，特别是在信号带宽边缘上FSS±ΔF处的抑制干扰能力不能满足要求时;
2.抑制器在生产过程中不能作精细调节，或考虑到元件参数因某种原因发生变化，使单个抑制器抑制干扰能力达不到要求时。
两个镜频抑制器串联使用时可采用图(5)的连接方式，串联时，同名端子相连接。
从(15)式知道，按本发明所设计的镜频抑制器具有很强的抑制能力，而且与混频器工作的有用信号频率无关。例如，采用高中频二次变频方式，第二中频FZ＝465KHz，ΔF＝10KHz，-N可达40db左右，二级镜频抑制器串联，-N可达80db左右。在ΔF＝0处，-N→∞db，这是任何一种滤波器或陷波器装置不能与之相比的。
本发明中的镜频抑制器在研究时已经考虑过分布电容影响和引线电感影响，现有的电路结构基本上不再受外电路分布电容影响和引线电感影响，因此镜频抑制器可以做成独立的部件，并在进入主机电路前予调好，然后封固，只留下四个端子作外部连接用。
本发明所提出的镜频抑制器也可作其他用途。因为镜频抑制器是一个吸收性能良好的陷波电路，所以也可以作为陷波器使用，其吸收能力可通过调整电桥的平衡而改变。此外，如果两个镜频抑制器串联使用而各自的抑制频率对称于有用信号频率，则可以利用抑制特性曲线在工作频率与吸收频率之间一段有很大斜率的特点得到矩形系数接近于1的通带宽度可调的带通滤波器，这种带通滤波器可以工作在非常高的频率上。作为镜频抑制器的电路也可以是其他性能优良的陷波电路或专门为抑制镜频干扰而设计的滤波装置如声表面波滤波器等。
本发明与现有抗镜频干扰技术相比，具有以下一些优点
1.抑制镜频干扰的能力高于其他任何方法，而且抑制的效果还可以通过串联单个的镜频抑制器来大大提高。
2.本发明提出的镜频抑制器设计灵活，生产工艺简单;成本低，只是利用普通电阻、电容、电感即可实现，而且无须采用高品质因数电感;调试容易，适合于大批量生产。
3.可以避免使用制造困难、价格高的晶体滤波器作为高中频二次变频电路的第一中频滤波器，特别是第一中频高于50MHz时、采用晶体滤波器在技术上带来很大困难，不易实现。
4.采用本发明的镜频抑制器用于高中频二次变频电路，高中频的频率可以大大提高。这就使这种方法不局限在短波接收范围内使用。同时只须采用两次变频就可以达到对抑制镜频干扰要求和邻波道选择性要求，无须采用二次以上变频。这是因为第二中频频率基本上不受第一中频的约束。对于只接收一个信号的设备如载波电话，只采用一次变频即可，可取消前置滤波电路，所以，采用本发明可以简化接收设备构造，提高设备的可靠性。
5.采用本发明可以实现镜频反射技术，配合使用性能优良的混频元件和混频电路，可以大大提高接收质量和设备抗干扰能力。
本发明由于上述各种优点，所以能够很容易被通讯接收设备和广播接收设备所采纳。尤其是对广播接收设备，因为受成本限制不能采用复杂的电路结构而使其镜频抑制能力很低。就调幅广播接收设备而言，采用本发明就可以实现采用高中频的二次变频接收方案再配合使用性能良好的混频器件和电路，可以有最少组合频率干扰的高接收质量。这就为今后普及高音质的调幅立体声广播创造了极为有利条件。由于可以选用很简单的前置选择电路，就可以省去大量高频线圈及电容器，省去故障率较高的多接点波段开关，免去统调过程，使接收设备高频部分结构大为简化，可靠性大为提高。同时，将因为只有第一本振一个可调谐回路，所以可以很方便地采用简单电调谐电路及其它新技术如电台的予选存贮，键盘式直接寻台等。当然，这些好处是因为采用高中频的结果，但实现调幅广播接收设备的高中频化又是以采用本发明为前提。所以本发明是具有一定的社会意义的。另一方面，通信广播波段电台密集，十分拥挤，如接收设备普遍采用本发明，镜象频率不再形成干扰，波段中所有频率都可以因不考虑镜频干扰的存在而加以充分利用，这对通信工作愈来愈重要的现代社会是有重大现实意义的。
附图图面说明
图(1)整机结构方案
图中 1. 前置选择性电路;
2. 第一混频器;
3. 可调谐第一本振器;
4. 镜频抑制器或镜频抑制器组;
5. 第二混频器;
6. 第二本振器;
7. 第二中放及选择性电路;
8. 解调电路及其他电路。
图中虚线包含部分在只接收一个频率信号的接收设备中可以省去。
图(2)镜频抑制器电路结构
图中L1-耦合变压器初级电感线圈;
L0-耦合变压器次级电感线圈;
Z1-组合交流复阻抗;
Z2-组合交流复阻抗;
C3-固定电容器;
C4-可微调电容器;
C5-负载分布电容;
ZL-负载阻抗。
1、2-输入(或输出)信号端子;
3、4-输出(或输入)信号端子。
图(3)图2电路的变形应用例
图中 Z1-交流复阻抗，纯电阻R1
Z2-交流复阻抗，R2L2C2并联电路;
C3-固定电容器;
C4-可微调电容器;
C6-谐振电容器，与L0并联谐振干有用信号频率;
L0-耦合变压器初级电感线圈;
L1-耦合变压器次级电感线圈;
fs-有用信号频率;
fss-镜象干扰信号频率。
图(4)镜频抑制器的输出电压-频率特性
图中U0-输出电压;
f-信号频率;
fs-有用信号频率;
fss-干扰信号频率;
Δf-频率偏移量;
2fz-二倍中频频率;
0-零。
图(5)镜频抑制器组
图中Ⅰ第一镜频抑制器;
Ⅱ第二镜频抑制器;
1、2-镜频抑制器接线端子，意义见图2;
3、4-镜频抑制器接线端子，意义见图2;
要实现本发明，必须按本说明书给出的设计方法计算镜频抑制器各元件数值，实际元件数值应按计算值四舍五入保留三位有效数字作为元件基准数值，允许元件实际值与基准值的误差不大于5%，以便于大批量生产。元件误差带来的影响可以在调整工作中消除，然后按图(2)电路连接，完成镜频抑制器本体，再按图(1)整机结构方案进入主机。
镜频抑制器能否实现图(4)的工作特性，准确地彻底抑制镜频干扰，最后还取决于整定的精细程度。本发明的镜频抑制器有三个整定目标1. 桥式滤波电路的相位平衡;2. 桥式滤波电路的幅值平衡;3. 镜频抑制器输出的有用信号值应最大。现对照图(2)镜频抑制器的电路结构予以说明。
要实现第一个整定目标，是依靠调整复阻抗Z1与Z2的谐振频率来达到。对Z1为纯电阻，Z2为R2L2C2并联电路的组合，要精确调整Z2，使其准确地谐振在干扰频率上。对Z1为R1L1C1并联电路，Z2为R2L2C2并联电路的组合，Z1的谐振频率为有用信号频率和干扰信号频率的算术平均值，Z2的谐振频率为有用信号频率，无须使Z1和Z2精确地谐振在规定频率上，但其中之一应能作精细调节，使两者阻抗矢量在干扰频率处重合，RLC并联电路的调整可以调C，也可以调L，如L采用磁芯，则调L易获得精细调节。
实现第二个整定目标，要依靠调整C4的值来达到。调C4可改变C3与C4的容量比值，也即改变了中点电位，实现幅值平衡调整。为提高C4的整定精度，通常采用一个固定电容与一个精细微调电容并联的办法，前者容量为计算值的0.95，后者容量为计算值的0.1。
实现第三个整定目标，是调节L0C3C4回路的自然谐振频率，使其谐振于有用信号频率，在L0不可调时，可以与L0并联一个小容量微调电容来实现。
下面以在调幅广播接收机中实施本发明为例说明实施中的细节及效益。
接收波段0～20MHz，第一中频选50MHz，第二中频取465KHz，由于前端电路选择性，第一混频器不产生镜频干扰。第二混频器的镜频干扰频率为50.930MHz，由镜频抑制器来消除。现设计镜频抑制器。
取C3＝C4＝20pF，由公式(1)求得L0＝1.0132118μH。
1.Z1为纯电阻R1，Z2为R2L2C2并联电路，取R1＝5KΩ。选取R1时要考虑到对L0C3C4谐振电路的影响不能过小，又要考虑到负载ZL的影响不能过大。由公式(2)求得L2＝0.575938369μH，由公式(3)求得C2＝16.95574586pF。如L2品质因数Q＝100，由公式(4)求得R2＝6.861479261kΩ。当Δf＝10KHz时，由公式(12)求得带宽抑制能力N＝-36.44db，由公式(11)求得带宽抑制能力N＝-40db，后者值高于前者是计入了L0C3C4谐振回路的作用，实际抑制能力应在二者之间。
各元件基准值如下C3＝C4＝20pF、L0＝1μH、R1＝5KΩ、R2＝6.8KΩ、L2＝0.576μH、C2＝17.0pF。令L0L2C4为可调元件。调整方法如下1. 输入镜频干扰信号，反复调L2、C4，使输出干扰信号为零;2. 输入50MHz信号，调L0，使输出值最大。
2. Z1为R1L1C1并联电路，Z2为R2L2C2并联电路。令电感L1、L2品质因数Q1＝Q2＝100，Z1、Z2谐振电阻R0＝10KΩ。利用公式(5)～(10)分别求得L1＝0.5785425927μH、C1＝17.191959pF、R1＝21.98396553KΩ、L2＝1.173301614μH、C2＝8.635561603pH、R2＝13.72275866KΩ。当Δf＝10KHz时，由公式(14)求得带宽抑制能力N＝-42.38db，由公式(13)求得带宽抑制能力N＝-50db。后者高于前者，是计入了L0C3C4谐振回路的影响，以及Z1、Z2失谐的影响，实际抑制能力介于二者之间。
如果第一中频重新选为100MHz，其它条件不变，重新计算电路元件参数后按公式(14)算出带宽抑制能力N仍为-42.38db，可见镜频抑制器的工作能力与第一中频的选择无多大关系。
各元件基准值如下L1＝0.579μH、C1＝17.2pF、R1＝22kΩ、L2＝1.17μH、C2＝6.64pF、R2＝13.7kΩ，令L0、C4、L2、C1、为可调元件，调整方法如下1. 调C1，使R1L1C1谐振于50.465MHz、2. 输入镜频干扰率信号，反复调L2、C4、使输出干扰信号为零;3. 输入50MHz信号，调L0，使输出值最大。
从以上比较可知，第二种组合方案抑制镜频干扰能力明显高于第一种组合方案，但调整较麻烦，且多用元件。因此，在对镜频抑制能力要求可以放低时宜采用第一种组合方案，在对镜频抑制能力要求较高时，采用第一种组合方案构成的镜频抑制器组较为合理。另外尚要注意必须将Z1、Z2所含电感品质因数Q值测量准确。
权利要求
1、本发明属于无线电广播与通信工程中的抗干扰技术，用于在采用超外差式电路的电子设备中消除镜象频率干扰。
本发明的特征是在超外差式电路混频器前端接入一个专为抑制镜象频率干扰而设计的镜象频率抑制器来彻底消除对应本振基波的镜象频率干扰，本发明所设计的镜象频率抑制器是一个桥式滤波电路，其特征是该电路有两个特殊设定的桥臂阻抗元件，可以形成单独的部件，并能将多个这样的部件串接使用，对给定的某一干扰频率信号，具有可调整的抑制能力。
2、根据权利要求
一，作为一个抑制镜象频率干扰的方法，所采用的镜象频率抑制器也可以是其他能实现完全消除对应本振基波的镜频干扰的电路或器件，其特征是一个波段的信号转換为固定频率后，采用镜频抑制器，只须经过一次混频即可得到我们所需的低中频而不产生对应本振基波频率的镜频干扰。
3、根据权利要求
一，本发明的镜频抑制器是一个桥式电路，其特征是由电阻、电容、电感为主体构成，可以有多种组合方式和变形，在抑制干扰频率时使用抵消的原理。
4、根据权利要求
一、二、三，根据或借鉴本发明构思而设计的桥式滤波电路或其变形电路，其目的用干抑制镜频干扰，其特征是抑制能力与中频频率的选定基本上和镜象干扰频率无关。
5、根据权利要求
一、三，根据或借鉴本发明构思而设计的桥式滤波电路或其变形电路，用作吸收电路或陷波装置时，其特征是吸收能力可通过电桥平衡调节而改变，用作带通滤波器时，其特征是至少有两个及以上抑制频率不同的桥式滤波器串接使用。
专利摘要
《采用镜象频率抑制器的抗镜象频率干扰方法》系无线电通信与广播工程抗干扰技术。用在超外差式接收设备中彻底消除对应于本振基波的镜象频率干扰，其方法是在混频器前端设置一个由电阻、电容、电感连接而成的镜象频率抑制器。其抑制能力只与干扰信号带宽及中频频率有关，在抑制中心频率上的抑制能力为无穷大，且可以多个串联使用以进一步改善抑制性能，可用以取代采用高中频的二次变频电路中的窄频带晶体滤波器，简化接收设备构造，实现无镜频干扰接收。
文档编号H04B15/04GK85103670SQ85103670
公开日1986年11月19日 申请日期1985年5月19日
发明者林宝基 申请人:林宝基导出引文BiBTeX, EndNote, RefMan