专利名称：多通道放大器的互调补偿的制作方法
技术领域：
本发明涉及用多个发射机功率放大器来共同放大多个用于传输的信号的传输系统领域，尤其涉及补偿多通道放大器的互调的方法和设备。
背景技术：
在扇形分区的蜂窝系统中，如同在多波束通信卫星中一样，沿不同方向或用不同波束发送成组的信号。在例如符合AMPS或D-AMPS标准的三扇形分区的蜂窝基站中，需要在每个扇形分区中发送多达20个载波。目前在每个扇形分区中发送20个载波的方法是有效地使用20个单载波发射机和功率放大器，并且用有耗组合器(混合耦合器)或用多路耦合滤波器以无源方式把这些单载波发射机和功率放大器的输出组合到一条天线中去。使用有耗组合器的好处是不用考虑频率间隔就能够组合载波。多路耦合滤波器只能够用来组合900MHz的信号，信号之间的保护间隔是250KHz。由于需要在天线杆的底部设置硬件，因而会有3-6dB的电缆损耗，所以这两种方法的损耗都非常大。因此得到的系统非常昂贵。
所以，已对在较低电平下进行组合之后能够共同放大20个载波的通用多载波发射机功率放大器的使用进行了大量的探讨。这种放大器的一个问题是20个载波间的互调。迄今为止，-60dB互调电平的规格已成为一个目标。但是，实现-60dB的3阶互调需要约12dB的输入补偿，这样就不得不把功率放大器的饱和(峰值)功率设计成是平均功率的16倍，导致了效率不高。但是，一个运营商所拥有的一些频率与该运营商所拥有的其它一些频率之间的互调可以不必为-60dB。
图1表示传统每个扇形分区的MCPA(多载波功率放大器)和矩阵功率放大器原理之间的不同。由图1可见，矩阵功率放大器不是由单独的每个扇形分区的放大器组成，而是共同地放大全部60个载波。它是一个3输入3输出的放大器而不是图1a所示的三个1输入1输出的放大器。
授权给Welti的题为“Butler矩阵转发器”的美国专利第3,917,998号描述了放大N个信号路径的N个耦合功率放大器的结构。设想的N个信号通道利用轨道卫星从至少一个地面站把信号转发至地球上的N个位置。使用耦合放大器相对于使用N个非耦合放大器的优点是整组的非耦合放大器只产生不超过任何信号路径中的单个放大器的峰值功率容量的功率，但是，只要所有信号路径不同时要求比平均功率高的功率，则使用耦合放大器的技术就能够产生等于在任何信号通道中的全部放大器的功率之和的功率。这样一来，由于N个信号路径所要求的更好的功率统计平均的缘故，可更有效地适应既大于又小于平均功率电平的信号。welti专利的矩阵功率放大器可应用于频分多址(FDMA)，能够改变在每一信号路径中使用的FDMA载频的数目，并由此相应地在宽的范围内改变在每一信号通道中所需的功率。
welti专利的矩阵功率放大器包含用于组合待放大的N个输入信号以产生这些输入信号的N种不同组合的butler矩阵。此外，设置了N个功率放大器的一个组，每一个放大器放大这些组合之一，以产生N个放大信号。这些矩阵功率放大器也包含用于组合这些放大信号以产生N个输出的butler矩阵，这N个输出是原始N个输入信号的被放大形式。与在各独立的放大器中简单地放大原始N个输入相比，好处在于如果在某一时刻需要，就可向N条信号路径中的一条提供比单个放大器的功率大的功率。原则上这些矩阵功率放大器能够向一个输出端提供全部放大器功率输出之和。
由矩阵功率放大器的非线性产生的互调的特性不同于单个放大器。可以证明，分别输入到输入butler矩阵的输入端I和J的信号之间的3阶互调在输出butler矩阵的输出号(2i-j)和(2j-i)上出现。作为减小矩阵功率放大器的互调的第一个步骤，本发明的一个实施例提供了过量的放大路径，以便不把输出(2i-j)和(2j-i)或它们相应的输入用作所需的信号输出，而是让它们终止于仿真负载。这样就不会发送信号i和j之间的3阶互调。这样做要求butler矩阵输入和输出端的数目M必须大于待放大信号的数目N，其余M-N个信号终止于仿真负载。
在Welti揭示的矩阵功率放大器中，输入和输出端的数目等于信号输入的数目(N)的butler矩阵利用诸如180度和90度混合或定向耦合器这样的无源组合器产生输入信号的N种正交线性组合。在最简单的例子中，2输入2输出的butler矩阵将接纳输入信号S1和S2，产生(S1
和
。单元功率放大器则放大这些正交组合，然后用逆定向器矩阵来组合这些单元放大器的放大输出，以恢复各个信号S1、S2、…、SN的放大形式。
因此，需要减小多通道发送放大器阵列的互调失真的方法和设备。
发明概要根据本发明的一个实施例，公开了由N个耦合的功率放大器元件构成的多通道发送放大器阵列。用来放大进行传输的所需信号通道数比N至少小1。此时用未被使用的通道注入互调补偿波形，该互调补偿波形经过专门的修整以用来减小在所有其它N-1条信号路径中产生的互调。可按照最小化N条信号路径中任一条中的最大信号振幅的方式，根据N-1个所需信号的瞬时复数值来系统地计算互调补偿波形的瞬时复数波形值。
根据本发明另一实施例，公开了用于减小具有有源相控阵发射天线的卫星通信系统的互调失真的方法，该有源相控阵发射天线具有多个第一元件，能够产生多个第一波束。首先确定哪些波束正被用于传输，哪些波束在某一时刻处于待用状态。然后根据传输信号的瞬时复数值计算互调补偿波形的瞬时复数波形值，以便最小化在正被用于传输的波束中的信号的最大振幅。把互调补偿波形注入那些待用波束来减小正被用于传输的波束的互调失真。
在适合于多通道无线电话应用的本发明又一实施例中，由于另一方正在说话，所以平均来说，N个传输的一半沿一给定方向将是寂静的是司空见惯的。在这种情况下，本发明建议把互调补偿波形注入寂静通道，可根据非寂静通道中的波形来系统地计算这些寂静通道。与此类似，在具有能够产生N个波束的N个元件的有源相控阵发射天线中，产生互调补偿波形并用它们来激励在任何时刻都不会被用于通信的波束。尤其对于多波束卫星通信，可把互调补偿波形注入不与地球相交的波束方向。通过如此地减小互调，发射机放大器就可以以较小的输入补偿，由此以更高的效率进行操作。
附图概述本领域普通技术人员阅读以下对照附图的描述将容易理解本发明的这些及其它的特点和优点，附图中
图1(a)表示传统多通道功率放大器；图1(b)表示矩阵功率放大器；图2表示已有技术的矩阵功率放大器结构；图3表示功率放大器饱和模型；图4表示单载波多通道功率放大器的互调-补偿曲线；图5表示在不同的输入补偿条件下20载波多通道功率放大器的互调频谱；图6-9表示矩阵功率放大器的互调输出；图10-13表示3阶互调如何出现在3通道功率放大器未被使用的端口上；图14表示卫星通信系统；图15表示本发明一实施例的采用DTX的矩阵功率放大器；图16表示本发明一实施例的具有数字输入矩阵的矩阵功率放大器。
详细描述为了用数学方法计算功率放大器互调，首先要有失真模型。如果试图用预失真来线性化功率放大器，就需要把振幅失真和AM-PM转换包括在内。但是，如果仅仅要得到实际的失真量并说明其如何随补偿而变化，则使用振幅失真模型就足够了。
在此使用的模型如下。如果(I，Q)表示各复输入波形点，则复输出波形由下式确定[Vsat[Vsata+|I,Q|a]1a]·(I,Q)]]>公式中的Vsat表示放大器能够提供的最大(饱和)输出电压电平，“a”是待确定的指数。
上述公式保持(I，Q)的相位不变，把振幅压缩为Vsat的最大值。削波的锐度取决于指数参数‘a’。‘a’的较小值、例如2或3，意味着失真的开始是逐渐的，并且在到达Vsat以前很久失真就已出现，而一个较大值、例如6或12意味着放大器在其饱和之前是完全线性的，然后迅速出现削波。图3对于在2至12范围内的a示出了Pout/Pin曲线。参数‘a’还与在驱动功率将会渐近地使功率达到最大值时获得的压缩相关。该输入驱动电平被称为“零dB输入补偿点”。
在零dB输入补偿情况下，作为参数‘a’的值的函数的压缩如下a 输出功率压缩2 3dB3 2dB6 1dB120.5dB对于没有利用复杂技术进行线性化的功率放大器，可预期1-2dB的压缩，即‘a’＝3-6。对于已利用例如笛卡儿(Cartesian)反馈进行了线性化的功率放大器，因为在功率到达最大值之前利用反馈保持了放大器的线性度，所以可预期‘a’的较大值。
可用图3的饱和模型计算被输入了20个等载波之和的一个多通道功率放大器的互调。互调可这样计算在选定的各频谱仓(spectralbins)中填入这20个载波的频谱而在其它频谱仓中填入零，然后对该频谱进行逆快速付里叶变换，产生I、Q波形。把这些I、Q波形用上述失真公式进行处理。然后对失真I、Q波形进行快速付里叶变换，得到带有互调的各信号的频谱。通过每次取消20个信号中的一个并确定一段时间内的互调功率大小来计算在一个信号上面的互调。对随机的信号相位的多次试算和对所有时间段求平均来获得图4所示的曲线。
图4表明对于硬驱动放大器和大于-20dB的互调电平，线性度参数‘a’的值不再那么重要。事实上，如果优先考虑削波的平缓作用，则互调和线性度之间有相反的关系。然而，对于小的互调(＜-20dB)，则‘a’的值最好较大，这时削波迅速起作用。通过用负反馈或预失真来尽可能地使放大器保持线性一直到饱和输出电平，就可增大其‘a’值。如果确实在带内需要-60dB的互调性能，则a＝3的线性度参数值就决不可能用合理的补偿来实现这一点，对于-60dB的互调，a＝6和a＝12时的补偿分别约为12dB和9dB。具有9dB补偿的放大器的效率至少是具有12dB补偿的放大器的效率的1.4倍，甚至可能是其的2倍。因此可把关于信号的共同放大的所有问题归结为以最小的补偿、即以最高的效率来满足所需的互调电平。
图5表示在不同的输入补偿的情况下，一个多通道功率放大器(a＝6)所产生的频谱。图5表明对具有-40dB带内互调的多通道功率放大器来说，在不进行进一步滤波的情况下，-60dB处的带宽约为想要信号带宽的3倍。根据带通滤波器截止锐度的不同，该带宽当然可通过带通滤波器来减小。
图6用图表来说明哪些放大器端口被用来放大哪些频带。在频率列901和902MHz以及在相应于端口1的行内的一个X表示某一想要信号所在的位置。此时，901和902MHz之间的3阶互调分别出现在900和903MHz的2F1-F2和2F2-F1处。但是，同一通道内的信号之间的互调出现在同一通道内，从而IP3分量也在端口1。
图7表示输入给不同的矩阵功率放大器端口的同频率信号之间的互调出现的位置。表示想要信号的X此时都在901MHz列，而不是通道1和2。3阶互调此时出现在2F1-F2和2F2-F1，它们也都是901MHz，但出现在输出端口2P1-P2和2P2-P1，即2(1)-2＝0，2(2)-1＝3。因此，3阶互调分量出现在同一频率列，但出现在端口0和3。类似地，5阶互调分量出现在端口3P1-2P2和3P2-2P1，即出现在端口-1和4。如果没有端口-1或4，就必须把端口号减去端口个数的模数来确定互调分量所在位置。在4路矩阵功率放大器情况下，端口4将与端口0相同，而端口-1将与端口3相同。因此，5阶互调分量与3阶互调分量一道也出现在端口0和3。与这两个想要信号出现在相同通道的最低阶互调分量是第七阶。遗憾的是，这只是指不同端口的信号之间的互调。如参看图6所说明的，同一端口的多个信号之间的互调均出自该端口。尽管如此，在图7各信号端口内的想要信号频率上的一部分互调被引向了未被使用的端口，减弱了剩余的互调。
图8表示施加给不同端口的不同信号频率。在图8中，相应于想要信号的X出现在端口1的901MHz和端口2的902MHz内。位于2F1-F2(900MHz)处的3阶互调分量出自端口2P1-P2＝0，而位于2F2-F1(903MHz)处的IP3出自端口2P2-P1＝3。在计算更高阶互调分量出自何处时，必须将端口号减去模4。由图8可见，3阶和5阶互调都不与想要信号出现在相同的端口。在想要的信号输出端上出现的互调的最低阶是第七阶。由于增大了频率间隔，所以相当容易从端口1滤除905MHz处的7阶互调或从端口2滤除898MHz处的7阶互调。
图9表示通过巧妙地把频带分配给通道如何可把4通道矩阵功率放大器的全部4个端口都用于想要信号。由任一对端口信号产生的互调的位置表明这些端口信号之间的3阶互调都不落在想要信号频率上。
通常通过组合若干个较低功率放大器来获得共3个扇形分区、每扇形分区20个载波的AMPS或DAMPS基站所需的较高的总放大器功率。不必限制放大器的个数和矩阵功率放大器的通道数等于扇形分区数。3个扇形分区的通道数例如可以是8，从而给出5个可被巧妙地引入互调的未被使用的通道。总功率不必增大，只是在8个功率较小放大器而不是在3个功率较大放大器之间进行分配，这也是实际所需的。
选择使用的端口使任意两个端口之间的互调落入未被使用的端口与在非线性卫星转发器中选择频率间隔使任意两个频率之间的3阶互调不落在想要频率上是完全相同的问题。这样的频率间隔称为Babcock间隔。8通道矩阵功率放大器中3个想要信号端口的Babcock间隔表示如下端口01234567-X-X--X-可以证明用“X”标记的任一对驱动端口之间的3阶互调都不会落入另一个被使用端口，而是落入用“-”标记的未被使用端口。即使当3个X表示同一信号频带时，这种所希望的状况也会保持不变。
以上已说明矩阵功率放大器如何提供了避免互调问题的两种自由度，即结合了在空间连接域中的端口选择的在频率域中的频率选择。
图10-13说明对于具有两个被驱动端口的3路功率放大器，3阶互调如何出现在未被使用的端口上。这些图中的功率放大器被以约0dB的补偿进行驱动，以便消除互调。
当故意使矩阵功率放大器的一些通道被利用不足时，还有其它的可能性来减小互调。可把一任意信号注入任一未被使用的通道，就像该信号将在一未被使用输出端的仿真负载中出现一样。但是，该任意信号对所有功率放大器中的所有瞬时信号都产生影响。因此可不时地选择该任意信号来减小最差(驱动最重)的功率放大器的瞬时驱动振幅，由此预期能够减小所有的IM(互调)。这样的波形称为IM补偿波形，可利用极大极小法系统地来计算。下表表示在把这样的波形作用于8通道矩阵功率放大器(a＝6)的第8个端口(其7个端口供想要信号使用)时IM的减小。
表18个通道中的7个被加载和在第8个端口注入极大极小法强制波形时的IM
>上表表明在-60dB互调电平下在一个未被使用端口有极大极小强制时有约5dB的好处，而在-40dB互调电平下有约3dB的好处。该表还表明与多通道功率放大器的22dB(见图4)相比，对于矩阵功率放大器来说，在较高的互调电平下(3dB的补偿)有显著的改进(最后一列中的-25.17)。D-AMPS可能容易地容许-25dB的带内IM电平，这是因为这种IM与想要信号同步地减弱和不会造成性能严重恶化的缘故。因此，如果可把带外IM减小到可接受的程度，则D-AMPS基站的MPA就能够以小到3dB的补偿进行操作，这样应可获得30％的效率。IM好处随着MPA通道数的增大而不断增大，如果把一个以上极小极大强制波形施加给一个以上的未被使用端口，则在-60dB电平下IM的明显改善将更加显著。
如上所述，本发明还可应用于卫星通信系统。卫星通信系统示于图14。合适的卫星通信系统的更详细的描述见美国专利申请08/179,953和08/179,947号，这两份专利申请在此作为参考文献。图14表示通过卫星110与中心站100进行通信的多个无线移动电话120。中心站通过例如市话交换机与公共交换电话网PSTN连接，以便允许呼叫能够在便携电话和世界范围内的任何电话用户之间、甚至能够在卫星电话之间进行。卫星利用具有N个单元的、能产生N个波束的有源相控阵发射天线产生的多个波束把信号中继到各移动电话和中心站。在本实施例中，系统按照以上描述的方式，根据传输信号的瞬时复数值计算瞬时复数波形，以便最小化在正在用于传输的波束中的信号的最大振幅。把互调补偿波形注入待用波束，以减小正用于传输的波束中的互调失真。此外，还把互调补偿波形注入不指向地球的波束。
这样就说明了通过实施上述对Welti矩阵功率放大器的各种改进可以减小互调。第一种改进包括增大相对于所需要的信号放大的通道数设置的耦合放大器的路数，选择想要的通道使互调落入别的通道，并由此在仿真负载中消耗掉。这等同于在其有源发射天线单元的数目大于需要射向地球的波束数的相控阵卫星中产生不射向地球的额外数目的波束。这样就可以使一部分互调落入这些不射向地球的额外波束中，由此在太空中把互调消耗掉。
上述第二种改进包括用专门产生的互调补偿波形来驱动额外通道而不是不驱动这些额外通道。这些互调补偿波形本身被放大，但被放大波形在与未被使用输出端连接的仿真负载中消耗掉，或者在超尺寸相控阵卫星的情况下，把这些被放大波形无害地注入到不与地球相交的波束中去。
现在描述本发明的第三种实现，这种实现适合于放大用于传输的多个无线电话信号，这些信号的一半在任一时刻在统计意义上是趋于寂静的。众所周知，在双方的电话通话中，一方在另一方正在说话时通常是寂静的，当对多次通话求平均时，话音有效因数是50％。图15示出若干个无线电话信号发生器200，每一个无线电话信号发生器包括对电话信号进行数字化、压缩和纠错编码的话音编码器、以及把编码数字话音信号加到用于传输的射频载波上的调制器202，话音编码器还提供表示有话音或无话音的话音活动性信号。与每一个发生器200相关的开关203利用相关的话音活动性指示信号进行操作，以从调制器202中选择被话音调制的无线电信号，或在话音中断期间从IC波形发生器220选择互调补偿波形。IC波形发生器220计算至少一个但最好是多个IC补偿波形，这些IC补偿波形是也提供给单元220的活动性指示信号所表示的有效话音调制信号的函数。根据有效信号计算至少一个IC波形的方法如下。
首先用复数Z(k)表示有效无线电信号指数k的瞬时相位和振幅。此外，有效信号的指数用k1、k2、k3…来表示，对于等于无效信号的指数的k，Z(k)等于零。
通过计算值Z(k)的阵列的FFT来计算矩阵PA的功率放大器的驱动信号的瞬时相位和振幅，结果用Z′(k)来表示。然后计算互调补偿波形的瞬时值Z(i)(这里的i不等于k1、k2、k3…中的任何一个)，以便对于所有k来最小化|Z′(k)+Z(i).EXP(j2Pi.ik/N)|的最大值、即功率放大器瞬时驱动信号的振幅。最后，Z(i)的各个顺序值就描述了由于第i个通道的开关203的选择而应被注入暂时待用通道i的IC无线电信号的相位和振幅。
因为上述过程将最小化无论哪一个被证明是若干个量中的最大量，所以称为“极大极小”计算。必然是以结果中的两个相等而结束，因为Z(i)的任何变化都将导致一个值增大而另一个值减小，反之亦然，所以计算过程结束。
上述计算过程和图15只是说明性的，更实用的各种改动对本领域普通技术人员来说是显而易见的。尤其应认识到调制器202最好首先计算IC波形计算器220所用的数值形式的复数值Z(k)。后者同样按照数值方式计算Z(i)；然后把选定的Z(k)值施加给正交调制器，以便加在无线电载频上。不同通道的无线电载频可以相同或不相同。当它们不同时，除了话音信号产生的任何相位和振幅调制外，还必须通过把顺序的Z(k)值归因于恰当的连续相位旋转来计及它们的相对频差。
由于Z(k)值的FFT的缘故，在IC波形计算器220中计算Z′(k)，以便以数值方式模拟矩阵PA210的输入Butler矩阵的操作，并由此计算PA驱动信号，本发明的另一种改变方案是把以下信号输出给一组正交调制器以直接产生功率放大器驱动信号从而省略输入Butler矩阵Z′(k)+Z(i).EXP(j2Pi.ik/N)这一替换方案可见图16。在这一替换方案中，输入Butler矩阵的操作用在IC波形计算器220中的数值处理来完成，这样做的好处是消除了正交调制器的缺陷和功率放大器的互调。
在要产生不止“至少一个”IC补偿信号的情况下，一种方法是迭代地应用上述计算过程来计算第一个Z(i1)，Z(i1)然后被看作是计算Z(i2)时的额外有效信号，如此类推。这不会提供那种通过执行完全矢量极小极大计算而获得的最佳互调消除，但实现起来要简单一些。在完全极小极大计算中，必须确定以下复矢量Z^(Z(i1);Z(i2);Z(i3)···Z(im))]]>来最小化此最大的PA驱动信号，并且必然地产生振幅相等的‘2m’个驱动信号，当矢量
的任何变化导致驱动信号中的一个或另一个的振幅增大时，就结束计算过程。
当m＝N/2时出现特殊的情况，然后原则上可以让所有驱动信号的振幅都相等，从而重现了美国专利申请08/179,947号所描述的发明，在该发明中，一组2N个恒定包络放大器被用来放大N个非恒定振幅的信号。
应当认识到对于较大N(此时对所有N个通道平均的话音活动性在统计上将接近50％)本发明的设备将到达这样的状况，即所有PA都以近似恒定的振幅进行操作。但是那些有效通道和那些用来注入IC波形的待用通道连续地随变化的说话者活动性而发生变化，本发明通过按照话音活动性指示而改变IC波形发生器220的操作来适应于此。
本领域普通技术人员都知道，不违背本发明的主要精神可以按照其它具体形式来实施。因此目前公开的各实施例只是说明性而不是限制性的。本发明的范围由权利要求书而不是由上述描述来限定，所有在本发明的等同物的范围内的改进都应被权利要求所覆盖。
权利要求
1.减小多通道发射功率放大器阵列的互调失真的方法，包括以下步骤把所有可用传输通道分成用来发送所需信号的第一组传输通道和第二组传输通道；根据这些所需信号的瞬时复数值计算互调补偿波形的瞬时复数波形值，从而最小化在所述可用传输通道内的最大信号振幅；把所述互调补偿波形注入所述第二组传输通道，从而减小所述第一组传输通道的互调失真。
2.减小多通道无线电话通信系统的互调失真的方法，包括以下步骤确定在一个特定时刻哪些通道正被用于传输、哪些通道是寂静的；根据所需传输信号的瞬时复数值计算互调补偿波形的瞬时复数波形值，从而最小化在任一所述通道内的信号的最大振幅；把所述互调补偿波形注入所述寂静通道，从而减小互调失真。
3.权利要求2的方法，在该方法中，所述互调补偿波形被放大，然后在仿真负载中被消耗掉。
4.减小具有有源相控阵发射天线的卫星通信系统的互调失真的方法，该有源相控阵发射天线具有多个第一单元，能够产生多个第一波束，该方法包括以下步骤确定在一个特定时刻哪些波束正被用于传输、哪些是待用的；根据传输信号瞬时复数值计算互调补偿波形的瞬时复数波形值，从而最小化在任一波束中的信号的最大振幅；把所述互调补偿波形注入所述待用波束，从而减小正被用于传输的波束的互调失真。
5.权利要求4的方法，在该方法中，所述互调补偿波形被注入不射向地球的那些波束。
6.权利要求4的方法，在该方法中，所述互调补偿波形在仿真负载中消耗掉。
7.减小具有有源相控阵发射天线的卫星通信系统的互调失真的设备，该有源相控阵发射天线具有多个单元，能够产生多个波束，该设备包括确定在一个特定时刻哪些波束正被用于传输、哪些是待用的装置；根据传输信号瞬时复数值计算互调补偿波形的瞬时复数波形值、从而最小化在任一波束中的信号的最大振幅的装置；把所述互调补偿波形注入所述待用波束、从而减小正被用于传输的波束的互调失真的装置。
8.权利要求7的设备，在该设备中，所述互调补偿波形被注入不射向地球的那些波束。
9.权利要求7的设备，在该设备中，所述互调补偿波形在仿真负载中消耗掉。
10.减小无线电话通信期间互调失真的设备，包括多个发生器，其每一个都包含对话音信号进行数字化、压缩和纠错编码的话音编码器，所述话音编码器还提供表示有无话音的话音活动性信号；把编码数字话音信号加到用于传输的射频载波上的调制装置；计算至少一个互调补偿波形的波形发生器，这些互调补偿波形是被有效话音调制的信号的函数；以及由所述话音活动性指示信号进行操作的、用于在有话音时从所述调制装置中选择被话音调制的无线电信号和在话音中断期间从所述波形发生器选择互调补偿波形的开关装置。
11.减小无线电话通信期间互调失真的方法，包括以下步骤；在多个发生器中对话音信号进行数字化、压缩和纠错编码；产生提供表示有无话音的话音活动性信号；把编码数字话音信号加到用于传输的射频载波上；计算至少一个互调补偿波形，这些互调补偿波形是被有效话音调制的信号的函数；以及根据话音活动性指示信号的不同，在有话音时从所述调制装置中选择被话音调制的无线电信号、和在话音中断期间从所述波形发生器选择互调补偿波形。
全文摘要
公开了由N个耦合功率放大器元件构成的多路发送放大器阵列。用来放大进行传输的所需信号通道数比N至少小1。.此时用未被使用的通道注入互调补偿波形,该互调补偿波形专门用来减小在所有其它N－1条信号路径中产生的互调。可按照最小化N条信号路径的任一条中的最大信号振幅的方式,根据N－1个所需信号的瞬时复数值来系统地计算互调补偿波形的瞬时复数波形值。
文档编号H03F1/32GK1246220SQ97181806
公开日2000年3月1日 申请日期1997年11月24日 优先权日1996年12月16日
发明者P·W·登特 申请人:艾利森公司