专利名称：电桥稳定的振荡器电路和方法
技术领域：
本发明涉及振荡器电路，具体来说，涉及包含用于产生具有相当高水平频率稳定性的振荡器信号的一个晶体谐振器的电路。
在许多电子设备中需要高精度振荡器作为主时钟或频率源，从这里再导出所有其它时间间隔和操作频率。因为石英晶体的谐振频率相对于温度是极其稳定的，所以在这样一些振荡器中通常使用石英晶体谐振器。理想的情况是，振荡器的频率和晶体谐振器的未经扰动的谐振频率相同。然而，振荡器电路决不会在晶体的未经扰动的频率准确振荡。可以以很高的品质因数(在现有技术中用Q表示)制造出晶体谐振器，所以晶体的谐振频率不容易受到相关电路的扰动。
在由本专利申请的受让人、Hewlett-Packard公司(HP)制造、销售和运输的各种商品中使用的所谓10811振荡器的现有技术组件中，把一个C型的、经SC切割的石英晶体放入恒温器中，并保持在约82℃的恒温，让环境温度从-30℃变化到+70℃。这样一种安排，再加上面10811振荡器中使用的晶体的频率的极低的温度系数，可在此整个环境温度范围内，保持不受扰动的晶体频率在1010之一之内。而在10811振荡器中的相关电路在同一环境温度范围内增加的频率扰动约为109之几的量级。
然而，由于现代的应用要求更高水平的稳定性，因此设计可保持足够低的程度的扰动以实现要求的稳定性的相关电路是相当困难的。因此，需要改进在振荡器中使用的相关电路。
通过提供按照本发明的教导制造的振荡器克服了在现有技术振荡器电路中出现的上述问题。在本发明的一个优选实施例中，常规的已知石英晶体谐振器形成一个桥式电路的一个臂。该桥式电路经它的端口之一连到一个电压控制振荡器(VCXO)级。桥式电路的第二端口的输出是一射频(RF)信号，该射频信号指示晶体谐振器跟随它的谐振电平的紧密程度。解调器电路混合来自桥式电路的这两个端口的信号，以产生一个发送到VCXO级的直流(DC)信号。如果晶体谐振器在它的谐振频率下振荡，振荡器继续进行它的未曾改变的操作。如果振荡器不再在它的谐振频率下振荡，则电压控制振荡器级响应于来自解调器电路的相关误差信号，并且改变电压控制振荡器级的电抗，因而随后改变谐振器的振荡频率，使该振荡频率返回到它的谐振频率。这种安排导致一个用于保持振荡器信号稳定的自动频率控制(AFC)回路。把一个自动电平控制(ALC)电路连到桥式电路和VCXO级，以使振荡器能以稳定的幅度操作，这是因为石英晶体的非线线使它的频率对激励谐振器的信号的驱动能量很灵敏的缘故。
结合下列附图参照对本发明的优选实施例的以下详细描述，将使本发明的特征和优点变得更加清楚明白，图中类似的标号指的是类似的元件
图1A是本发明的优选实施例的示意图；图1B是用在图1A所示的振荡器中的常用的双极型晶体管RF放大器的示意图；图2是本发明的一个扩充的实施例的示意图，它包括加到图1A所示的解调器的一个第二同步解调器；图3是本发明的下一个实施例的示意图，它包括一个自动电平控制(ALC)电路；图4是本发明的一个可替换的实施例，它包括一个高精度ALC检测器和一个宽频率范围的自动频率控制(AFC)检测器；图5表示一个电子桥式电路的示意图，它是图1所示的桥式电路的一个替换电路；图6表示用在图5所示电子桥式电路中的一个精密反相器的示意图；图7-12描述了按本发明的教导制造的一个可工作的振荡器电路的各个部分的示意图。
图1A和1B描述了按本发明的教导制造的一个振荡器8的一个优选实施例。常规的RF放大器10是反相型的，具有相当高的输入和输出阻抗。放大器10的输出电流经变压器18的初级阻抗送到由电容器12及14和电感器16组成的一个常规pi网络11。终端20在变压器18的另一侧，在这里可能出现输出信号22，并且负载阻抗24也连到这里。如果节点25接地，并且pi网络11在它的谐振频率下操作，则流过网络11的信号的相移可能是180°。这种安排再加上由放大器10产生的180°的相移，使净回路相移为0°，这是该网络振荡的必要条件之一。启动振荡所需要的另一个条件是具有大于1的净回路增益。当净回路增益等于1时，维持振荡在稳定状态。该另一条件取决于放大器10中有源元件的跨导、电感器16的Q值、和电容器12及14的电容的比值之间的相互关系。如在本说明书中的较后部分结合图1B所描述的，放大器10的有源元件是一晶体管。
节点25连到变容二极管26(起一个电容器的作用)的一端，变容二极管26与电感器28串联，它们在一起形成了一个串联谐振LC电路29。对电感器28的电感进行选择，使得当变容二极管26的偏置电压位于它的电压范围的中心时LC电路29在石英晶体谐振器30的谐振频率下谐振。桥式电路31是通过连到一个混合变压器34的一个晶体谐振器30和一个镜像电阻器32形成的。按照习惯，用圆点37表示变压器34的每个绕组的相位。镜像电阻器32的阻值等于谐振器30的等效串联电阻(ESR)。桥式电路31的一个输出端口50串接在电感器28和地之间。
变容二极管26的偏置电路包括电感器28、电阻器32、变压器34，和电阻器36，连接电容器12和14是为了隔离偏置电压。当偏置电压不在它的电压范围的中心时，串联谐振LC电路29或者是纯电感性的，或者是纯电容性的，这将使振荡频率分别在晶体谐振频率下拉或上拉。在本发明的优选实施例中，谐振器30是一石英晶体。在题目为“SC-Cut Quartz Oscillator Offers Improved Performance”(SC切割石英振荡器提供改进的性能)(Hewlett Packard Tournal、1981年3月，pp20-29)的文章中，给出了有关这种石英晶体的更加详细的描述。
频率稳定回路35的一部分包括电阻器36、LC电路29、RF放大器38、和混合器42。放大器38放大在输出端口50的信号。稳定回路35的另一部分包括3个级联的调谐RF放大器39、40、和41以及一个混合器42。3个RF放大器放大来自于桥式电路31的端口33的信号。混合器42的输出端连到电阻器44，电阻器44又连接到运算放大器46的反相输入端和一电容器48。运算放大器46的同相输入端49接地。
频率稳定电路35开始于变压器34的次级绕组。通过端口33进入频率稳定电路35的RF信号52的幅度和相位正比于晶体谐振器30的电抗的数值和相位。当晶体谐振器30的净电抗是电感性的，这种情况是在振荡频率高于晶体谐振器的谐振频率时发生的，端口33的信号52的相位相对于端口50的信号53的相位是-90°(负90度)，类似地，当振荡频率低于晶体谐振器的谐振频率时，端口33的信号52的相位是+90°(正90度)。在信号52的幅度接近它的最小值的极窄的频率范围内，当频率增加时，相位在从+90°到-90°的范围内连续地过渡改变。这个过渡区的宽度一般来说为几个毫赫兹。调谐RF放大器39、40、和41放大信号52，信号52是来自桥式电路31的一个误差信号。放大器38放大信号53，信号53是来自于桥式电路的一个基准信号。
放大器38是反相型，所以在混合器42的一个输入端出现的信号54的相位相对于信号52的相位是180°。由于放大器39、40和41也基本上是反相放大器，因此出现在混合器42的另一输入端的信号43的相位在没有任何附加相移的条件下相对于信号52的相位也是180°。然而，在实际上要把放大器39、40和41调谐到低于晶体频率最好百分之几的频率，以便在每个放大器中可发生30°的附加相位滞后。因此，信号43的相位相对于信号52的相位是-270°(等效于+90°)。
所有上述相移的结果是当振荡频率高于晶体谐振器30的谐振频率时信号43相对于信号54的相位是180°，当振荡频率低于该谐振频率时该相位为0°。因此，当振荡频率高于谐振频率时在混合器的反相输出端产生一个正的DC输出信号55，当振荡频率低于谐振频率时产生一个负的DC输出信号55。当振荡频率高于谐振频率时，信号55在一个负的方向驱动反相积分器56的输出以减小振荡频率。类似地，当振荡频率低于谐振频率时，信号55在一个正的方向驱动反相积分器56的输出以增加振荡频率。在两种情况下，产生了一个所谓的伺服回路，该回路操作以驱动振荡频率，使振荡频率集中在谐振频率。
连接到放大器10的一个电源(未示出)提供产生驱动信号所需的电能，所说驱动信号穿过LC电路29激励晶体谐振器30振荡。只要放大器38的输入阻抗是高的，桥式电路31在节点50对于振荡器8就基本上是可以穿过的。
混合器42的解调功能对任何由镜像电阻和晶体谐振器30之间的失配引起的误差信号都是不灵敏的，这是因为在混合器42的RF输入端61出现的失配引起的附加信号的相位与混合器42的L0输入端63出现的信号的相位有90°的相位差。由放大器39、40和41引起的相移的漂移的结果是减小了抗电阻失衡的能力，但在没有这种失衡的情况下，唯一的不利作用是减小了误差回路增益，所说增益的减小倍数等于相位误差的余弦。因此，电路的准确度对于放大器38、39、40、和41的相位稳定性并非关键。通过积分器56积分在混合器42的输出端65出现的IF(中频)信号以提供DC控制电压，该DC控制电压经电阻器36反馈到变容二极管26的偏置电路，并且相应地改变变容二极管26的电容。于是，使振荡器8保持调谐到使桥式电路31平衡的频率，这种情况是在晶体谐振器以它的精确地串联谐振频率振荡时发生的。
对于大于偏离谐振器30的谐振频率几千赫兹的频率，在节点50和地之间的桥式电路31的阻抗变为几百欧姆。由于放大器10最好包括一个发射极接地的双极型晶体管(在图1A中没有示出，但在图1B中示出)，因此从基极(放大器10的输入端)到发射极(接地)没有任何低阻抗通路。由于只有两个电容器12和14通过桥式电路31接地，这个高阻抗通路阻止任何RF基极电流的流动，所以不存在这些频率的基极复合电流噪声。通过插入与放大器10的集电极串联的变压器18的初级绕组，在没有引入接地通路的条件下在终端20提取振荡器信号22(接地通路有可能引起基极复合噪声)。因为消除了基极复合噪声，所以在晶体管内的其余噪声机制来源于集电极短路噪声电流。这种噪声一般比基极复合噪声小10-15分贝。因此，所谓的相位噪声下限也减少了类似的数量，所谓相位噪声下限是偏离大于几千赫兹的载波的相位噪声。在上述的10811振荡器中使用这个相同的原理，只是在10811振荡器中必须增加一个额外的基极接地的缓冲放大器来实现这一目的。这里教导的技术不再需要这个额外的放大器。通过变压器18与集电极串联附加的额外负载阻抗对于振荡器8的操作的影响实际上是很明显的，因为晶体管的集电极阻抗一般很高。
图1B中表示的是放大器10的一个优选实施例的详细示意图。其中的电容器80连到一个电阻器82和一个常规的双极性晶体管84的基极。电阻器82连到一个电压源VBB(未详细表示)。晶体管84连到电阻器86和电容器88，它们二者都接地，从而使晶体管84的发射极接地。晶体管84还连到电感器90和电容器92。电感器90连到电压源VCC(未详细表示)。
参照图2描述一个振荡器200，它是图1A和1B所示的振荡器8的一个可替换的优选实施例。振荡器200包括一个第二同步解调器，它是一个用相对于加到混合器42上的相应RF信号移动了90°的RF输入信号操作的混合器202。使用这种安排的目的是补偿把电阻器32调节到晶体谐振器30的ESR的准确值过程中出现的误差。在该实施例中，有意地使电阻器32略小于可能平衡桥式电路的值。与电阻器32串联插入一个电压控制电阻216。因此，可使用电压控制电阻216的电压作为一个精细调节。混合器202产生正比于镜像电阻器32的电阻和晶体谐振器30的ESR之间的差值的一个DC误差信号。它对于谐振器30的电抗是不敏感的。这和混合器42不同，混合器42产生一个正比于谐振器30的电抗的误差信号，但对电阻不敏感。如果混合器202在桥式电路31中检测到一个电阻性的失衡，则电桥积分器215就要沿正确的方向改变电压控制电阻216，使电压控制电阻216和电阻器32的和等于谐振器30的ESR，于是消除了不平衡状态。
除了振荡器8使用的元件以外，振荡器200还包括一个连到放大器41的输出端的一个常规的90°相移器204。相移器204最好实施为两个接地的电容器203和205以及一个电感器207。90°相移器204的输出连到一个输入端206，端入端206是混合器202的RF输入端。混合器202的IF输出端208连到积分器215，积分器215是连到运算放大器212的反相输入端的一个电阻器210，和一个电容器214。运算放大器212的同相输入端接地，它的输出加到电压控制电阻216，电压控制电阻在现有技术中以各种形式成为众所周知的，例如PIN二极管和三极管区JFET。
图3描述了振荡器300，它是本发明的另一个优选实施例。振荡器300类似于图1所示的振荡器8，但包括形成ALC(自动电平控制)的附加元件，用于控制激励晶体谐振器30的信号的驱动电平。众所周知，因为在晶体谐振器30中使用的石英材料的固有的非线性性质，晶体的谐振频率对于所加驱动电平是灵敏的。在详细描述它的特殊元件之前，先描述ALC的操作。ALC操作，以便通过二极管检测器305在节点50整流RF电压，在节点307产生DC电压，该DC电压粗略地正比于在节点50的峰值RF电压，只是由于肖特基二极管302的导通电压引起的一个偏差(最好约为0.2伏)。积分器309在节点307积分该直流电压，并将其加到电容性分压器311上。节点313的电压确定分压器311的分压比，分压器311又控制放大器10的反馈。通过调节这一反馈，对幅度进行控制，以便在节点50修正RF电压到一恒定值。当桥式电路31处在平衡中时，这种安排还能修正加到晶体30上的驱动功率，使其变为一个恒定值。
振荡器300进一步还包括一个二极管302，它的阳极连到节点50。二极管302的阴极连到旁路电容器304和DC负载电阻器306。二极管302的阴极还连到电阻器308，电阻器308又连到运算放大器310的反相输入端和电容器312。放大器310的同相输入端接地，其输出端连接到电阻314，用于偏置两个变容二极管316及318。变容二极管316和318的偏置是常规的。二极管316与电容器324并联，二极管318与电容器326并联。节点319连接变容二极管316的阴极至电阻器320。经电阻器320把来自图3中没有表示的电源的一个正偏置电压加到节点319。在电容器324和326之间连接的一个端点328还连接到放大器10的输入端。端点328还连接在变容二极管316和318之间。变容二极管318的阳极在端点332处经电阻器334连接到地。DC隔直电容器337串接插在电容器326和电容器12之间，以隔离ALC和AFC(下边再描述这两者)直流控制电压。
如果变容二极管316和318两端的电压分别是VA和VB，变容二极管316和318的电容分别是CA和CB，并且保持用下面给出的方程(A)的数值C表示的等效电容不变，则产生一个可变电容分压器，当改变分压化{VA/(VA+VB)}时，该分压器不会明显拉动振荡器300的频率。这种安排因此使ALC回路和AFC回路(下面再描述这两者)的相互作用减至最小。
C=(CA*CB)/(CA+CB)(A)通过通常用y表示的一个参数按常规方式分类变容二极管的电容对电压的特性曲线。如果y是1，则自动满足方程A，电容器324和326的值被设定为零。对于较大的y值，例如2，则可选择电容器324和326的值，以使方程A能得以近似遵守。例如，对于BB512二极管，150PF的电容器324和326将在百分之一(1％)之内服从方程(A)，其中CA现在是电容器316和324的值的和，而CB是电容器318和326的值的和。使用较大y值二极管的能力是很重要的，因为这种二极管是变容二极管316和318一般需要的具有大的y值的唯一可利用的那种类型二极管。
图4描述本发明的另一个实施例，其中的振荡器400包括一个高精度加强型ALC检测器。振荡器400类似于振荡器300(图3中所示)，只是LC电路29进一步还包括一个连接在节点50和端点404之间的电容器402。改变电感器28的值，使图4所示实施例中电感器28和电容器402的串联组合的净感性电抗与先前图3中电感器28的感性电抗相同。和节点50的电压相比，端点404的电压正比于由下述方程(B)确定的电容器402的加载的Q值地升高QL=XC/(ESR/2)(B)其中XC是电容器402的电抗，ESR是晶体谐振器30的ESR。升高这个电压的优点是，减小了由于二极管导通电压的热漂移引起的误差的相对贡献，因为它是和信号幅度成反比的。导通电压漂移是二极管检测器中由温度引起的误差的主要来源。如果电容器402是零温度系数类型(通常称之为COG或NPO)，则对于进入桥式电路31的一个指定的激励电流，电容器两端的电压将是不变的，和温度变化无关。所以，如果保持端点404的电压不随温度变化，那么穿过谐振器30的电流也将不变。在振荡器400中的这种高精度ALC检测器的一个潜在的缺点是，它明显地增大了振荡器的未校正的频率漂移，这是因为当它的电感增大时，也增加了频率对电感器28的电感的灵敏度。然而，在本发明中，振荡器处在桥式电路31的闭合回路控制之下，并且电感器28不影响桥式电路31的平衡频率。放大器38的输入连到端点404。在图3所示的以前的实施例中，放大器38的输入端在端口50直接连到桥式电路31。图4的实施例比图3的实施例更优越，因为它强化了AFC系统的几个方面。第一，它提供了实现90°相移的一种简单方式，90°相移是与同步解调器42正确连接所要求的。第二，它消除了当电桥远离平衡时在以前的实施例中产生的某些问题。下面将给出加强的ALC检测器的详细描述。
应对电容器402的电抗进行选择，使其远大于电桥31的端口50的阻抗。典型的阻抗比可以是20∶1。假定遵循这一规则，则以一个良好的近似值给出端点404的电压，它等于流过电容器402的电流和电容器402的电抗的乘积。换言之，端点404的电压值正比于在端点50的电桥电流值。如先前所述，ALC电路利用这一点来稳定电桥电流。进而，端点404的电压相位相对于电桥电流滞后了差不多刚好90°，这是因为涉及到容性电抗的缘故。可以使用这个内部存在的90°相移来代替在放大器39,40，和41中引入的90°相移。除了简单以外，这样作的优点还有由电容器402实现的90°相移在本质上就比由放大器39、40、和41实现的相移更加精确。当如图4所示实施时，AFC同步检测器42比较电桥电流的相位同端点52的零端口电压。换言之，电桥电流提供LO信号(在由放大器38放大以后)。这和图3不同，在图3是将端口50的电桥电压同端点52的零端口电压进行比较的。
使用电桥电流代替电桥电压作为LO电源解决了在电桥远离平衡时出现的两个问题。第一个问题是加强型ALC检测器的边界效应。当电桥远离平衡时，端口50的输入阻抗在其平衡值附近显著增加。借助于由加强型ALC检测器保证的恒定电桥电流，端口50的电压在严重偏离平衡的条件下升高。如果LO信号来源于端点50(如图3所示)，那么LO信号的幅度在电桥不平衡时会明显增大。这将使同步解调器42的设计相当复杂。通过从端点404取信号，就可以保证没有任何一点幅度变化，因为这一点的电压是由AFC检测器控制的，因此电压的幅度恒定。第二个问题是，电桥电压和零电压之间的相位关系从接近零时的正或负90°相移移动到当电桥不平衡增加时的0°相移。这一相位误差导致同步解调器42的不正确操作，从而当使用端点50作LO源时，AFC检测器不能集中在谐振上。然而，不管晶体偏离谐振有多远，电桥电流相对于零端口电压总是有一个正或负的90°的相移。因此，图4的加强型AFC总是集中于谐振。
图5表示本发明的下一个实施例，其中取消了图1-4所示的变压器34，并且电桥500取代了以前附图中所示的桥式电路31。在图5中，晶体谐振器30连接到一个精密反相器504的输入端502(下面再详细介绍)。输出端506连到镜像电阻器508。镜像电阻器508连到谐振器30和运算放大器512的反相输入端510。放大器512的反相输入端510还连到电阻器516。电阻器516连到运算放大器512的输出端518。运算放大器512的同相输入端514接地。电桥500消除了变压器磁芯的磁化率。变压器的大小，具体来说即高度一般来说大于电桥500中使用的元件。电桥适于在一单片集成电路上实施，这是商业应用的一个极富魅力的属性。
现在给出有关无变压器电桥500的操作的理论。象以前讨论过的电桥那样，它必须满足两项要求。该振荡器端口必须具有和晶体类似的输入阻抗特性，并且零端口必须有一个误差信号以使高于谐振时的相位极性和低于谐振时的相位极性相反。在图5中，把运算放大器512配置成跨导放大器，该放大器在输入端510的输入阻抗基本为零。运算放大器输出端518的电压等于输入电流除以反馈电阻器516的电阻。由于输入端510对晶体30起虚地作用，所以振荡器端口的输入阻抗等于晶体的阻抗和精密反相器504的输入阻抗的并联组合(后面再介绍)。由于这一阻抗极高，振荡器端口的输入阻抗实际上和晶体阻抗相同。因此满足了对电桥的第一个要求。
就在端点52的零端口而论，在谐振时的情况是，晶体的阻抗是一个等于镜像电阻器508的电阻。精密反相器504的输出电压幅度等于它的输入电压，其相位和输入电压相反。因此，晶体30的上端点电压和镜像电阻器508的上端点电压也是幅度相等和方向相反。因为电阻相等，流过晶体的电流和流过镜像电阻器508的电流也是幅度相等和方向相反。因此，在跨导放大器512内部没有任何电流流入。精密反相器504有效地实现了以前用混合变压器实现的功能。当晶体偏离谐振，无变压器电桥500的操作类似于前述的变压器型电桥，端口之间的相移超前或滞后90°取决于频率误差的符号。
电桥500的精度和稳定性在很大程度上取决于该反相器的精确程度。和普通可以得到的RF混合变压器相比，有源RF反相器一般来说都不太精确。这是因为，它的操作频率(如10MHz)在当前可以得到的即使最大带宽的放大器的增益带宽乘积中也占一个相当大的百分数，这在有源滤波器领域中是众所周知的。为了克服这一限制，需要有附加的措施来稳定该反相器。一个有源反相器可能有幅度误差和相位误差这两者。由于一般来说相位比幅度对温度敏感得多，所以在两者之中，主要关心的是相位误差。
图6中表示的是图5所示精密反相器504的一个详细示意图。反相器504利用了电桥稳定性，所依据的原理极其类似于先前描述过的桥式稳定振荡器。其差别为，电桥现在简单地变为一对匹配电阻。在详细说明之前，先说明精密反相器的操作理论。主要的信号路径是从输入端502开始、穿过标称电压增益最好为+1的放大器604、然后穿过标称电压增益最好为-1的第二放大器628、然后到输出端506。第一放大器604提供电桥500(图5中)所需的高输入阻抗，第二放大器628实现也是电桥500需要的基本相位反相。第一放大器604的一个附加特征是通过改变变容管616两端的偏置电压可调节相位。理想的情况应是输入和输出电压幅度相等并且相位相反。输入和输出电压连接到半桥电路639的一个匹配电阻对632和638，所说半桥电路639连到误差放大器640的一个输入端633。输入端633用作穿过匹配电阻632和638的电流的一个求和节点。如果输入和输出电压幅度相等并且相位相反，则在输入端633无任何电压。如果不，则出现一个误差信号，误差信号的相位极性和在输入端502及输出端506上的信号之间的相位误差的极性相同。通过一个特殊的同步解调器636来比较在端点642的误差信号的相位和在端点634的输出信号的相位，并且利用误差信号相位来产生由一误差积分器645积分的DC电压，并且利用误差信号相位来驱动变容二极管616。这种反馈通过改变穿过第一放大器604的相移来校正相位误差。变容二极管616与一反馈网络结合起来进行工作，所说反馈网络包括电阻器612、电容器610、电阻器608、和电容器614。
下面详细描述精密反相器504。输入端502连到增益约为+1的运算放大器604的同相端602。放大器604的反相输入端606连到电阻器608、补偿电容器610、另一电阻器612、和隔直电容器614。电阻器612的另一端接地。电容器614的另一端接到变容二极管616的阴极和电阻器618，使用电阻器618来偏置变容二极管616。变容二极管616的阳极接地。放大器604的输出端620连接到电阻器608，电容器610、和电阻器622。从而，形成一个可调节的相位均衡器电路621。电阻器622的另一端连到一个电阻器624和增益约为-1的运算放大器628的反相输入端626。从而形成一个非精密反相器629。
精密反相器504的输出端506连到放大器628的输出端、基准放大器630、和电阻器632。放大器630连到混合器637的LO输入端634。电阻器632的另一端连到电阻器638和放大器640。放大器640连到混合器637的RF输入端642，混合器637是作为同步解调器操作的。混合器637的输出端644连到电阻器646，电阻器646的另一端连到电容器648和放大器652的反相输入端650。放大器652的同相输入端654接地。放大器652的输出端656连到偏置电阻器618的另一端。精密反相器504的输入端502也连到电阻器638。
在本发明的所有实施例中，必须把晶体谐振器30放在一个恒温器中，恒温器操作以维持晶体材料在一个规定的温度值上。恒温器外壳和用于加热、检测，和控制恒温器的内部温度的相关电路全都是常规的，这里不予介绍。适宜的恒温器的一个例子是用于由HP制造的前述的10811振荡器的恒温器，但要进行改进以适于本发明。然而，本发明的优选实施例的一个优点是，只需将晶体谐振器放在恒温器中，而其余的电路都可暴露到周围环境温度。在10811振荡器中，为了实现期望的频率稳定性水平，还使用恒温器来封闭连到恒温的晶体谐振器的其它振荡器电路。在本发明的一个可工作的实施例中，它的频率稳定性可以和10811振荡器的频率稳定性相比拟，但本发明只有晶体谐振器接受恒温，而其它相关电路都暴露到环境温度。
图7-12描述了按本发明的教导制造的振荡器电路的一个实际可行的实施例的示意图。给出了具体的元件值。图7表示一个VCXO级。图8表示一个桥式电路。图9表示一个AFC LO放大器电路。图10表示一个ALC电路。图11描述一个AFC RF放大器电路。图12表示一个同步检测器和一个AFC DC放大器电路。
虽然已经参照特定实施例描述并说明了本发明，但本领域的普通技术人员都将认识到，在不偏离按本发明的教导公开的原理的条件下，还可进行改进和变化。
权利要求
1．一种用于稳定具有可变频率的振荡器的振荡器电路，包括一个谐振器，用于在包括谐振频率在内的各种振荡频率下操作，并且具有一个谐振器阻抗；一个鉴别桥式电路，所说谐振器形成所说桥式电路的一个臂，并且具有第一和第二节点；桥式电路响应于谐振器振荡频率，在第一节点产生具有一定相位的第一电桥信号，并且在第二节点产生相对于第一电桥信号的相位有一相移的第二电桥信号；对桥式电路进行配置和安排，以使当谐振器在高于或低于它的谐振频率操作时，相移超前或滞后第一电桥信号的相位一个第一相移；该桥式电路在第一节点还有一个电桥阻抗，其中当谐振器作为一个独立设备操作时，电桥阻抗具有和谐振器阻抗相同的特性；相移电路，用于调节第二电桥信号，以便进一步移动该相移一个第二相移，并且产生一个RF信号；一个同步解调器级，用于响应于第一电桥信号和RF信号这两者，并且产生一个误差信号；该误差信号具有分别代表谐振器在高于、等于、或低于它的谐振频率下振荡的状态；一个控制器及振荡器级，它具有第一、第二和第三端点；连接第一端点以接收误差信号；第二端点经桥式电路的第一节点耦合到谐振器；控制器及振荡器级进行操作以便在第三端点产生振荡器信号；控制器及振荡器级进一步响应于误差信号的状态，以便当谐振器在开始时在高于或低于它的谐振频率下振荡时，随后分别向谐振频率减小或增加谐振器的振荡频率；当在它的谐振频率下振荡时谐振器的振荡频率不被改变。
2．权利要求1的振荡器电路，进一步包括第二同步解调器级，一个镜像电阻器形成桥式电路的另一臂，一个电压控制的(VC)电阻器与镜像电阻器串联连接以产生一个组合电阻，并且耦合一个90°相移电路以接收RF信号，从而产生相对于RF信号具有90°相移的第二RF信号；第二解调器级按90°相移操作，并且响应于第一电桥信号和第二RF信号产生第二解调器信号，以改变VC电阻，使VC电阻和镜像电阻的组合电阻等于谐振器的ESR。
3．权利要求1的振荡器电路，其中解调器级进一步包括一个混合器，具有第一和第二输入混合器端和一个输出混合器端，第一输入混合器端耦合到第一节点；一个固定相移器，具有连到第二输入混合器端的一个输出端；以及，一个积分器，连接到输出混合器端；固定相移器具有连到第二节点的一个输入端；混合器操作，以在输出混合器端产生一个DC信号；并且，积分器响应于该DC信号，产生误差信号。
4．权利要求1的振荡器电路，其中控制器及振荡器级还包括耦合到第一节点的一个串联谐振LC电路；该LC电路具有一个可变电抗，并且耦合LC电路，以响应于误差信号而改变它的电抗，从而当无论何时谐振器不在谐振频率下振荡时都可使谐振器的振荡频率返回到谐振频率；而当谐振器在它的谐振频率振荡时LC电路保持它的电抗。
5．权利要求4的振荡器电路，其中LC电路包括一个变容二极管，对它进行电压控制以改变它的电容；以及，一个电感器，它与变容二极管串联。
6．权利要求4的振荡器电路，进一步还包括一个ALC(自动电平控制)电路，它耦合到桥式电路和控制器及振荡器级以控制一个驱动信号，驱动信号由控制器及振荡器级产生，并用于激励谐振器振荡。
7．权利要求6的振荡器电路，其中ALC包括一个电容性分压器，该分压器包括两个串联连接的并且具有一个组合串联电容的变容二极管，每个变容二极管都是反向偏置的，并且施加一个调谐电压以便在彼此相反的方向调谐每个变容二极管，从而使组合的串联电容保持不变。
8．权利要求7的振荡器电路，进一步包括一个加强型的ALC，其中的一个电容器有两个端，对电容器进行配置，使其一端与一个电感器串联，电感器又与一个变容二极管串联；电容器的另一端连接到电桥的第一节点，以使该电容器定位在第一节点和控制器及振荡器级的第二端之间。
9．权利要求6的振荡器电路，进一步包括一个加强型的ALC，其中的一个电容器有两个端，对电容器进行配置，使其一端与一个电感器串联，电感器又与一个变容二极管串联；电容器的另一端连接到电桥的第一节点，以使该电容器定位在第一节点和控制器及振荡器级的第二端之间。
10．权利要求1的振荡器电路，进一步还包括一个ALC(自动电平控制)电路，它耦合到桥式电路和控制器及振荡器级以控制驱动信号，驱动信号由控制器及振荡器级产生并激励谐振器谐振。
11．权利要求10的振荡器电路，其中ALC包括一个电容性分压器，该分压器包括两个串联连接的并且具有一个组合串联电容的变容二极管，每个变容二极管都是反向偏置的，并且施加一个调谐电压以便在彼此相反的方向调谐每个变容二极管，从而使组合的串联电容保持不变。
12．权利要求11的振荡器电路，进一步包括一个加强型的ALC，其中的一个电容器有两个端，对电容器进行配置，使其一端与一个电感器串联，电感器又与一个变容二极管串联；电容器的另一端连接到电桥的第一节点，以使该电容器定位在第一节点和控制器及振荡器级的第二端之间。
13．权利要求10的振荡器电路，进一步包括一个加强型的ALC，其中的一个电容器有两个端，对电容器进行配置，使其一端与一个电感器串联，电感器又与一个变容二极管串联；电容器的另一端连接到电桥的第一节点，以使该电容器定位在第一节点和控制器及振荡器级的第二端之间。
14．权利要求1的振荡器电路，其中桥式电路是半点阵配置，包括一个中心抽头的变压器、一个镜像电阻器、和谐振器，它们每一个都形成桥式电路的一个臂；其中，谐振器包括一个晶体和一个ESR(等效串联电阻)；其中，镜像电阻器的电阻等于ESR；其中，第一和第二相移每一个都是90°，当谐振器的振荡频率低于它的谐振频率时，这导致相对于电桥信号的零(0°)相移的RF信号，并且当谐振器的振荡频率高于它的谐振频率时，这导致相对于电桥信号的相位的180°相移的RF信号。
15．权利要求14的振荡器电路，进一步还包括一个第二同步解调器级，一个电压控制的(VC)电阻与镜像电阻串联连接以产生一个组合电阻，并且耦合一个90°相移电路以接收RF信号，用于产生相对于RF信号有90°相移的一个第二RF信号；第二解调器级按90°相移操作，并且响应于第一电桥信号和第二RF信号以产生第二解调器信号，以改变VC电阻，使VC电阻和镜像电阻的组合电阻等于谐振器的ESR。
16．权利要求14的振荡器电路，进一步包括一个ALC(自动电平控制)电路，它耦合到桥式电路和控制器及振荡器级以控制驱动信号，驱动信号由控制器及振荡器级产生，并激励谐振器振荡。
17．权利要求16的振荡器电路，其中ALC包括一个电容性分压器，该分压器包括两个串联连接的并且具有一个组合串联电容的变容二极管，每个变容二极管都是反向偏置的，并且施加一个调谐电压以便在彼此相反的方向调谐每个变容二极管，从而使组合的串联电容保持不变。
18．权利要求17的振荡器电路，进一步包括一个加强型的ALC，其中的一个电容器有两个端，对电容器进行配置，使其一端与一个电感器串联，电感器又与一个变容二极管串联；电容器的另一端连接到电桥的第一节点，以使该电容器定位在第一节点和控制器及振荡器级的第二端之间。
19．权利要求16的振荡器电路，进一步包括一个加强型的ALC，其中的一个电容器有两个端，对电容器进行配置，使其一端与一个电感器串联，电感器又与一个变容二极管串联，电容器的另一端连接到电桥的第一节点，以使该电容器定位在第一节点和控制器及振荡器级的第二端之间。
20．权利要求14的振荡器电路，其中控制器及振荡器级还包括耦合到第一节点的一个串联谐振LC电路；该LC电路具有一个可变电抗，并且耦合LC电路以响应于误差信号而改变它的电抗，从而当无论何时谐振器不在谐振频率下振荡时都可使谐振器的振荡频率返回到谐振频率；而当谐振器在其谐振频率振荡时，LC电路保持其电抗。
21．权利要求20的振荡器电路，进一步还包括一个第二同步解调器级，一个电压控制的(VC)电阻与镜像电阻串联连接以产生一个组合电阻，并且耦合一个90°相移电路以接收RF信号，用于产生相对于RF信号有90°相移的一个第二RF信号；第二解调器级按90°相移操作，并且响应于第一电桥信号和第二RF信号以产生第二解调器信号，以改变VC电阻，使VC电阻和镜像电阻的组合电阻等于谐振器的ESR。
22．权利要求20的振荡器电路，其中解调器级进一步包括一个混合器，具有第一和第二输入混合器端和一个输出混合器端，第一输入混合器端耦合到第一节点；一个固定相移器，具有连到第二输入混合器端的一个输出端；以及，一个积分器，连接到输出混合器端；固定相移器具有连到第二节点的一个输入端；混合器操作，以在输出混合器端产生一个DC信号；并且，积分器响应于该DC信号，产生误差信号。
23．权利要求20的振荡器电路，其中LC电路包括一个变容二极管，对它进行电压控制以改变它的电容；以及，一个电感器，它与变容二极管串联。
24．权利要求20的振荡器电路，进一步还包括一个ALC(自动电平控制)电路，它耦合到桥式电路和控制器及振荡器级以控制一个驱动信号，驱动信号由控制器及振荡器级产生，并用于激励谐振器振荡。
25．权利要求24的振荡器电路，其中ALC包括一个电容性分压器，该分压器包括两个串联连接的并且具有一个组合串联电容的变容二极管，每个变容二极管都是反向偏置的，并且施加一个调谐电压以便在彼此相反的方向调谐每个变容二极管，从而使组合的串联电容保持不变。
26．权利要求25的振荡器电路，进一步包括一个加强型的ALC，其中的一个电容器有两个端，对电容器进行配置，使其一端与一个电感器串联，电感器又与一个变容二极管串联；电容器的另一端连接到电桥的第一节点，以使该电容器定位在第一节点和控制器及振荡器级的第二端之间。
27．权利要求24的振荡器电路，进一步包括一个加强型的ALC，其中的一个电容器有两个端，对电容器进行配置，使其一端与一个电感器串联，电感器又与一个变容二极管串联；电容器的另一端连接到电桥的第一节点，以使该电容器定位在第一节点和控制器及振荡器级的第二端之间。
28．权利要求1的振荡器电路，其中在第一和第二节点之间的桥式电路的一个臂包括与镜像电阻串联连接的一个精密反相器，并且第二节点连接到一个跨导放大器电路。
29．权利要求28的振荡器电路，进一步包括第二同步解调器级，一个镜像电阻器形成桥式电路的另一臂，一个电压控制的(VC)电阻器与镜像电阻器串联连接以产生一个组合电阻，并且耦合一个90°相移电路以接收RF信号，从而产生相对于RF信号具有90°相移的第二RF信号；第二解调器级按90°相移操作，并且响应于第一电桥信号和第二RF信号产生第二解调器信号，以改变VC电阻，使VC电阻和镜像电阻的组合电阻等于谐振器的ESR。
30．权利要求28的振荡器电路，进一步还包括一个ALC(自动电平控制)电路，它耦合到桥式电路和控制器及振荡器级以控制一个驱动信号，驱动信号由控制器及振荡器级产生，并用于激励谐振器振荡。
31．权利要求30的振荡器电路，其中ALC包括一个电容性分压器，该分压器包括两个串联连接的并且具有一个组合串联电容的变容二极管，每个变容二极管都是反向偏置的，并且施加一个调谐电压以便在彼此相反的方向调谐每个变容二极管，从而使组合的串联电容保持不变。
32．权利要求31的振荡器电路，进一步包括一个加强型的ALC，其中的一个电容器有两个端，对电容器进行配置，使其一端与一个电感器串联，电感器又与一个变容二极管串联；电容器的另一端连接到电桥的第一节点，以使该电容器定位在第一节点和控制器及振荡器级的第二端之间。
33．权利要求30的振荡器电路，进一步包括一个加强型的ALC，其中的一个电容器有两个端，对电容器进行配置，使其一端与一个电感器串联，电感器又与一个变容二极管串联；电容器的另一端连接到电桥的第一接点，以使该电容器定位在第一节点和控制器及振荡器级的第二端之间。
34．权利要求28的振荡器电路，其中精密反相器包括一个输入端、一个输出端，一个连在输入端和非精密反相器之间的可调节的相位均衡器、连接在相位均衡器和输出端之间的非精密反相器、连接在输入端和第三同步解调器之间的一个半桥电路、连接在误差积分器和半桥电路之间的第三同步解调器、连接在第三同步解调器和相位均衡器之间的误差积分器、以及也连在输出端和第三同步解调器之间的半桥电路。
35．权利要求34的振荡器电路，其中控制器及振荡器级还包括耦合到第一节点的一个串联谐振LC电路；该LC电路具有一个可变电抗，并且耦合LC电路以响应于误差信号而改变它的电抗，从而当无论何时谐振器不在谐振频率下振荡时都可使谐振器的振荡频率返回到谐振频率；而当谐振器在它的谐振频率振荡时LC电路保持它的电抗。
36．权利要求35的振荡器电路，其中LC电路包括一个变容二极管，对它进行电压控制以改变它的电容；以及，一个电感器，它与变容二极管串联。
37．权利要求35的振荡器电路，进一步还包括一个ALC(自动电平控制)电路，它耦合到桥式电路和控制器及振荡器级以控制一个驱动信号，驱动信号由控制器及振荡器级产生，并用于激励谐振器振荡。
38．权利要求37的振荡器电路，其中ALC包括一个电容性分压器，该分压器包括两个串联连接的并且具有一个组合串联电容的变容二极管，每个变容二极管都是反向偏置的，并且施加一个调谐电压以便在彼此相反的方向调谐每个变容二极管，从而使组合的串联电容保持不变。
39．权利要求38的振荡器电路，进一步包括一个加强型的ALC，其中的一个电容器有两个端，对电容器进行配置，使其一端与一个电感器串联，电感器又与一个变容二极管串联；电容器的另一端连接到电桥的第一节点，以使该电容器定位在第一节点和控制器及振荡器级的第二端之间。
40．权利要求37的振荡器电路，进一步包括一个加强型的ALC，其中的一个电容器有两个端，对电容器进行配置，使其一端与一个电感器串联，电感器又与一个变容二极管串联；电容器的另一端连接到电桥的第一节点，以使该电容器定位在第一节点和控制器及振荡器级的第二端之间。
41．权利要求28的振荡器电路，其中控制器及振荡器级还包括耦合到第一节点的一个串联谐振LC电路；该LC电路具有一个可变电抗，并且耦合LC电路，以响应于误差信号而改变它的电抗，从而当无论何时谐振器不在谐振频率下振荡时都可使谐振器的振荡频率返回到谐振频率；而当谐振器在它的谐振频率振荡时LC电路保持它的电抗。
42．权利要求41的振荡器电路，包括一个变容二极管，对它进行电压控制以改变它的电容；以及，一个电感器，它与变容二极管串联。
43．权利要求41的振荡器电路，进一步包括一个ALC(自动电平控制)电路，它耦合到桥式电路和控制器及振荡器级以控制一个驱动信号，驱动信号由控制器及振荡器级产生，并用于激励谐振器振荡。
44．权利要求43的振荡器电路，其中ALC包括一个电容性分压器，该分压器包括两个串联连接的并且具有一个组合串联电容的变容二极管，每个变容二极管都是反向偏置的，并且施加一个调谐电压以便在彼此相反的方向调谐每个变容二极管，从而使组合的串联电容保持不变。
45．权利要求44的振荡器电路，进一步包括一个加强型的ALC，其中的一个电容器有两个端，对电容器进行配置，使其一端与一个电感器串联，电感器又与一个变容二极管串联；电容器的另一端连接到电桥的第一节点，以使该电容器定位在第一节点和控制器及振荡器级的第二端之间。
46．权利要求43的振荡器电路，进一步包括一个加强型的ALC，其中的一个电容器有两个端，对电容器进行配置，使其一端与一个电感器串联，电感器又与一个变容二极管串联；电容器的另一端连接到电桥的第一节点，以使该电容器定位在第一节点和控制器及振荡器级的第二端之间。
47．在用于稳定振荡器信号的振荡器电路中，所说电路包括具有包含谐振频率在内的可变振荡频率的谐振器，其中，谐振器操作是为了产生一个LO信号，并且连接振荡器级是为了响应于LO信号并且产生振荡器信号，振荡器级操作以控制谐振器的振荡频率，一种ALC(自动电平控制)电路，包括连接到谐振器的一个串联谐振LC电路，以及振荡器级进一步包括一个二极管检测器级、积分器级、和电容性分压器级，使可变电容全被连接以响应于LO信号并控制可变电容，从而保持谐振器在它的谐振频率振荡，并使LO信号保持在一个不变值上。
48．权利要求47的ALC电路，其中电容性分压器包括两个串联连接的、并且具有一个组合串联电容的变容二极管，每个变容二极管都是反向偏置的，并且施加一个调谐电压以便在彼此相反的方向调谐每个变容二极管，从而使组合的串联电容保持不变。
49．权利要求47的ALC电路，其中一个电容器有两个端，对电容器进行配置，使其一端连到LC电路，并且另一端连到谐振器；振荡器级连接在LC电路和电容器一端之间的一个端点上，以接收加在电容器另一端的LO信号。
50．权利要求48的ALC电路，其中一个电容器有两个端，对电容器进行配置，使其一端连到LC电路，并且另一端连到谐振器；振荡器级连接在LC电路和电容器一端之间的一个端点上，以接收加在电容器另一端的LO信号。
51．权利要求47的ALC电路，其中谐振器包括一个晶体。
52．权利要求49的ALC电路，其中谐振器包括一个晶体。
53．权利要求50的ALC电路，其中谐振器包括一个晶体。
54．一种用于稳定振荡器电路产生的振荡信号的方法，包括如下步骤在包括谐振频率在内的可变振荡频率操作一个谐振器；连接谐振器以形成鉴别桥式电路的一个臂，其中的谐振器在独立于桥式电路之外时的阻抗特性取决于它的振荡频率；并且，桥式电路有一个阻抗；安排桥式电路，以使它在桥式电路的第一节点的阻抗具有和独立的谐振器相同的阻抗特性；在桥式电路的第一节点产生具有一个相位的第一电桥信号；在桥式电路的第二节点产生具有一个相移的第二电桥信号，当谐振器分别在高于或低于它的谐振频率振荡时，所说第二电桥信号的相移超前或滞后第一桥式信号的相位一个第一规定相移；使第二电桥信号相移一个第二规定相移，并且产生RF信号；在一个同步解调器级中混合第一电桥信号和RF信号，并且产生误差信号，该误差信号具有代表谐振器在高于、等于、和低于它的谐振频率下振荡的不同状态；向振荡器控制级发送误差信号；操作振荡器控制级以响应于误差信号的状态，从而当谐振器开始阶段在高于、等于、或低于它的谐振频率下振荡时，谐振器的振荡频率随后也能分别向谐振频率减少、保持不变、或增加；以及操作振荡器控制级以响应于谐振器产生振荡器信号。
55．权利要求54的方法，包括如下步骤提供一个镜像电阻作为桥式电路的另一臂；与镜像电阻器串联连接一个电压控制的(VC)电阻并且得到一个组合电阻；连接一个90°相移电路以接收RF信号，从而产生相对于RF信号有90°相移的第二RF信号；向第二同步解调器级发送第一电桥信号和第二RF信号；按90°相移操作第二同步解调器级以产生第二解调器信号；以及，响应于第二解调器信号并且改变VC电阻以使组合电阻等于谐振器的ESR。
56．权利要求54的方法，进一步包括如下步骤在解调器中包括一个混合器，混合器具有第一和第二输入混合器端和一个输出混合器端；连接第一节点至第一输入混合器端；连接一固定相移器的输出至第二输入混合器端；连接一个积分器至输出混合器端；连接固定相移器的输入至第二节点；操作混合器以便在输出混合器端产生一个DC信号；以及，操作积分器以响应DC信号，产生误差信号。
57．权利要求54的方法，进一步包括如下步骤在控制器及振荡器级中包括一具有可变电抗的谐振串联LC电路；耦合LC电路至第一节点；通过改变可变电抗响应于误差信号，从而当无论何时谐振器不在它的谐振频率振荡时可使谐振器的振荡频率返回到谐振频率；而当谐振器在它的谐振频率振荡时保持电抗不变。
58．权利要求57的方法，进一步包括如下步骤在LC电路中包括一个具有电压控制的电容的变容二极管和一个电感器；串联连接该二极管和电感器；以及，操作该二极管以响应于误差信号。
59．权利要求57的方法，包括如下步骤连接一个ALC(自动电平控制)电路至桥式电路和控制器及振荡器级，以控制一个由控制器及振荡器级产生的驱动信号；以及，向谐振器发送驱动信号以激励它振荡。
60．权利要求59的方法，包括如下步骤连接电容器的一端至电感器的一端；与变容二极管串联地连接电感器的另一端；连接电容器的另一端至第一节点以使电容器定位在控制器及振荡器级的第二端和第一节点之间。
61．权利要求54的方法，包括如下步骤连接一个ALC(自动电平控制)电路至桥式电路和控制器及振荡器级，以控制一个由控制器及振荡器级产生的驱动信号；以及，向谐振器发送驱动信号以激励它振荡。
62．权利要求61的方法，包括如下步骤连接电容器的一端至电感器的一端，与变容二极管串联地连接电感器的另一端；连接电容器的另一端至第一节点以使电容器定位在控制器及振荡器级的第二端和第一节点之间。
63．权利要求61的方法，包括如下步骤在ALC中提供一个电容性分压器，它包括两个串联连接的变容二极管，它们具有一个组合电容；反向偏置每一个二极管；沿彼此相反的方向以一个调谐电压调谐每一个二极管，使组合的串联电容保持不变。
64．权利要求54的方法，包括如下步骤在第一和第二节点之间与镜像电阻器串联地连接一个精密反相器；并且，连接一个跨导放大器电路至第二节点。
65．权利要求64的方法，进一步包括如下步骤在精密反相器的输入端和非精密反相器之间连接一个可调节的相位均衡器；在相位均衡器和精密反相器的输出端之间连接非精密反相器；在该输入端和第三同步解调器之间连接一个半桥电路；在误差积分器和半桥电路之间连接第三同步解调器；在第三同步解调器和相位均衡器之间连接误差积分器；并且，在该输出端和第三同步解调器之间连接半桥电路。
66．权利要求65的方法，进一步包括如下步骤在控制器及振荡器级中包括一个谐振串联LC电路，该LC电路具有一个可变电抗；耦合LC电路至第一节点；通过改变可变电抗响应于误差信号，从而当无论何时谐振器不在它的谐振频率振荡时可使谐振器的振荡频率返回到它的谐振频率；而当谐振器在它的谐振频率振荡时保持电抗不变。
67．权利要求54的方法，进一步包括如下步骤将桥式电路配置成半点阵，其中的中心抽头变压器、镜像电阻器、和谐振器每一个都形成桥式电路的一个臂；将谐振器配置成具有一个ESR(等效串联电阻)的一个晶体；提供电阻等于ESR的镜像电阻器；使第一和第二规定相移中的每一个都等于90°，从而当谐振器的振荡频率低于它的谐振频率时产生相对于电桥信号有0°相移的RF信号，而当谐振器的振荡频率高于它的谐振频率时产生相对于电桥信号的相位有180°相移的RF信号。
68．权利要求67的方法，包括如下步骤提供一个镜像电阻器，使其成为桥式电路的另一臂；与镜像电阻器串联地连接一个电压控制的(VC)电阻，并得到一个组合电阻；连接一个90°相移电路以接收RF信号，从而产生第二RF信号，第二RF信号相对于RF信号有90°相移；向第二同步解调器级发送第一电桥信号和第二RF信号；按90°相移操作第二同步解调器级以产生第二解调器信号；以及，响应于第二解调器信号并且改变VC电阻，使组合电阻等于谐振器的ESR。
69．权利要求67的方法，进一步包括如下步骤在控制器和振荡器级中包括一具有可变电抗的谐振串联LC电路；耦合LC电路至第一节点；通过改变可变电抗响应于误差信号，从而当无论何时谐振器不在它的谐振频率振荡时可使谐振器的振荡频率返回到谐振频率；而当谐振器在它的谐振频率振荡时保持电抗不变。
70．权利要求69的方法，包括如下步骤把LC电路配置成变容二极管，对它进行电压控制以改变它的电容；与变容二极管串联地连接一个电感器。
71．权利要求69的方法，包括如下步骤连接一个ALC(自动电平控制)电路至桥式电路和控制器及振荡器级，以控制一个由控制器及振荡器级产生的驱动信号；以及，向谐振器发送驱动信号以激励它振荡。
72．权利要求71的方法，包括如下步骤连接电容器的一端至电感器的一端，与变容二极管串联地连接电感器的另一端；连接电容器的另一端至第一节点以使电容器定位在控制器及振荡器级的第二端和第一节点之间。
73．权利要求71的方法，包括如下步骤在ALC中提供一个电容性分压器，它包括两个串联连接的变容二极管，它们具有一个组合电容；反向偏置每一个二极管，沿彼此相反的方向以一个调谐电压调谐每一个二极管，使组合的串联电容保持不变。
74．一种用于稳定振荡器电路产生的振荡信号的方法，振荡器电路包括一个谐振器，谐振器具有包括谐振频率在内的可变振荡频率，其中，谐振器操作以产生一个LO信号，并且连接振荡器级以响应于LO信号并产生振荡器信号，振荡器级操作以控制谐振器的振荡频率；该方法包括如下步骤连接一个串联谐振LC电路至谐振器；配置振荡器级以包括二极管检测器级、积分器级、和电容性分压器，使可变电容全被连接以响应于LO信号并控制可变电容，从而保持谐振器在它的谐振频率振荡，并使LO信号保持在一个不变值上。
75．权利要求74的方法，包括如下步骤在ALC中提供一个电容性分压器，它包括两个串联连接的、并且具有一个组合电容的变容二极管；反向偏置每个二极管；以一个调谐电压在彼此相反的方向调谐每个二极管，使组合的串联电容保持不变。
76．权利要求74的方法，包括如下步骤连接电容器的一端至电感器的一端；与变容二极管串联地连接电感器的另一端；连接电容器的另一端至第一节点以使电容器定位在控制器及振荡器级的第二端和第一节点之间。
77．权利要求74的方法，包括如下步骤配置谐振器成为一个晶体。
全文摘要
一种用于改善振荡器电路产生的振荡器信号的振荡频率稳定性的设备和方法。在本发明的一个优选实施例中,一个石英晶体谐振器是电桥的一个臂,电桥产生一个按照谐振器的振荡频率而变的电桥信号。一个同步解调器响应于电桥信号产生一个误差信号。控制电路接收该误差信号,并且当谐振器不再在它的未受扰动的谐振频率振荡时改变它的电抗,使连接到控制电路的谐振器的振荡频率返回到它的谐振频率。还包括一个自动电平控制电路,以控制激励谐振器的信号的驱动电平。
文档编号H03L7/02GK1218588SQ97194479
公开日1999年6月2日 申请日期1997年2月7日 优先权日1996年7月1日
发明者R·K·卡尔奎斯特 申请人:惠普公司