块大小K = 25920位 和 R = 5/12 的 DVB-S2 码低约 0. 2dB。
[0122] 具有互补删余的校验不规则非系统IRA码
[0123] 在其他实施方式中，校验不规则非系统IRA码以互补方式删余，从而获得速率2 *R 的两个码，该两个码在接收器中组合时产生全速率R码。在图8中根据某些实施方式示出 互补删余方案5180的简化框图。非系统IRA编码器框5181对应于图1的框5101-5104， 其中信息位在线路5185上作为输入。在图1中在线路5111上并在调制映射5105之前输 出的、源自累加器的编码位对应于在多路分用器5182输入端处在图8中线路5186上的位。 在图8中框5182中随机挑选一半位用于线路5187上的互补码1传输（ &1)，并且线路5188 上的另一半位（a2)用于互补码2传输。借此，速率2 *R的两个码分别在框5183和5184中 形成。只要接收到一个码，解码器可将全部消息解码，并且编码位的部分损失（即编码位的 一部分损失或恶化）导致相对于全速率码的性能的温和恶化。由于编码位已在多路分用器 5182中伪随机地分开，因此在接收器对于每个单独的速率2 · R码预期相同性能。
[0124] 根据某些实施方式，在图9中对于校验不规则非系统IRA码分别示出了互补删余 码的性能，其中码率分别为R= 1/3和5/12,在（i)接收到两个互补码（两个带）的情况下； 以及（ii)由于信道损害因此一个互补码（一个带）完全损失的情况下呈现BPSK调制。所 有模拟参数与图5和图6中分别相同。解码迭代的数目分别为校验不规则非系统IRA码设 定为50并为turbo码设定为20。可观察到当接收到两个互补码时，校验不规则非系统IRA 码具有比turbo码更优的性能。在turbo码的情况下，观察到显著性能恶化。例如，组合的 两个速率5/6的turbo码示出相对于全速率5/12的turbo码的2dB的性能损失。这是由 于以下事实：对于系统码，系统位必须在每个子码中重复；否则，子码的性能将非常差。另 一方面，单个最优化的R = 5/6的turbo码优于单个互补删余校验不规则非系统IRA R = 5/6码1.25dB。然而，一个互补码很少完全损失，并且在大多数情境中，两个互补码都被接 收，或一个或两个互补码部分恶化。在此类情境中，预期某些实施方式的校验不规则非系统 IRA码展现比turbo码或系统LDPC码更优的性能。如早先讨论，这些互补码可应用于许多 系统，诸如HD无线电、Sirius/XM卫星数字无线电，以及其中可由于信道损害引起一部分位 损失的其他相似情境。
[0125] 在图10和图11中分别示出了根据某些实施方式的互补删余校验不规则非系统 IRA码和非系统卷积码的性能比较，其中码率R = 1/3和R = 5/12,呈现BPSK调制，在接收 器处具有已知衰落幅度和噪音功率的独立瑞利衰落，并且在（i)接收两个互补码（两个带） 的情况下；以及（ii)由于信道损害因此一个互补码（一个带）完全损失的情况下。约束长 度为9的非系统卷积码与是gl = 561，g2 = 753和g3 = 711的生成多项式一起使用。用 于获得速率R = 2/3的码的删余模式在美国专利公布2010/7680201中给出为
[0126]
[0127] 其中1和2分别表示分别分配给用于两个边带的互补码1和2的编码位位置。用 于获得R = 5/12的码和速率R = 5/6的码的删余模式在美国专利公布2003/0212946中给 出为
[0128]
[0129] 其中0表明对应的编码位位置从具有速率R = 1/3的母码的输出删余，以获得R =5/12,而1和2分别表示分别分配给用于两个边带的互补码1和2的编码位位置。在约 0. 001的FER，接收两个或仅一个边带时，对于R = 1/3,校验不规则非系统IRA码对非系 统卷积码的性能增益是约6dB，并且在较低FER值增益较大。在约0. 001的FER，对于R = 5/12,校验不规则非系统IRA码对非系统卷积码的性能增益在接收两个边带时为约6dB，并 且在接收仅一个边带时为约12dB，并且在较低FER值增益较大。
[0130] 在另一实施方式中，某些实施方式的互补删余校验不规则非系统IRA码应用于FM HD无线电系统。先前实施方式的BPSK调制用QPSK调制替代，伴随着与AWGN中相同的结 果，或具有极好的相位恢复的衰落信道。多个但不必是所有的逻辑信道可聚集以通过校验 不规则非系统IRA码进行编码。在某些实施方式中，FM HD无线电系统的所有逻辑信道可 通过校验不规则非系统IRA码共同进行编码。这简化编码/解码，因为在目前的全数字FM HDR标准中仅使用单个FEC码而不是多个FEC码。另一优点是将位从所有逻辑信道聚集到 单个不规则非系统IRA码中导致最好的总体性能，因为IRA码性能随着更大的块大小而改 善。在某些实施方式中，大多数重要的位（如报头信息）例如可以有利地放置于IRA码的 最可靠的位上，诸如图1的5101中的高度数位节点，而最不重要的位（如音频解码器的频 谱数据）可放置于校验不规则非系统IRA码的最不可靠的位上。
[0131] 可有效地采用FEC码，使得图8 5183-5184中的互补码1和2分别对应于FM HDR 系统中OFDM子载波的下边带和上边带。即，两个边带码没有彼此共同的位，并且在组合时 产生全速率码。如果两个边带都被接收，在经由信道传输之后，那么全速率R码为了最优编 码性能在接收器处重建。否则，如果一个边带在信道传输后损失，那么速率2 · R码在接收 器处重建，因为编码位的一半的损失，所以该速率2 · R码的性能相对于全速率R码明显恶 化。在另一实施方式中，为了改善的性能，位交织器在图8中插入在映射框5183-5184之前 或之后。
[0132] 在另一实施方式中，可采用图8中的系统，以通过使用互补校验不规则非系统IRA 码来提供时间和频率分集。在时间tl，图8中的互补码1和25183-5184可分别在下边带 和上边带上传输。在充分离开tl以提供时间分集的时间t2,码在边带上的传输翻转，使得 图8中码1和25183-5184分别在上边带和下边带上传输。因此，即使一个边带完全损失， 仍可随时间接收全部组合的码。在另一实施方式中，可设计四个互补码1、2、3和4,并且码 1和2在时间tl分别在下边带和上边带上传输，而码3和4在时间t2分别在下边带和上边 带上传输，反之亦然。
[0133] 根据某些实施方式，在其他实施方式中考虑64-QAM调制作为全数字或混合AM HD 无线电系统中的调制方案之一，如图12所示那样。为了简单起见，HDR发射器和接收器5200 的其他框被省略以简单地呈现。信息位帧如早先解释通过在框5201中编码的校验不规则 非系统IRA进行编码，并然后在伪随机多路分用器框5202中随机挑选一半编码位用于上 带传输，且另一半编码位用于下带传输。对于每个边带，可选的位交织器5203-5204附加在 64-QAM映射器5205-5206之前。注意，在另一实施方式中，位交织器5203-5204可附加在校 验不规则非系统IRA编码器（5201)输出端处，并在用于上/下带传输5209/5210的5202 中编码位的伪随机多路分用之前。在将编码位映射至QAM符号后，在信道传输前在框5207 和5208中为每个边带执行子载波映射操作。为例示简单起见，省略了本领域中通常使用的 IFFT/FFT框和其他发射器/接收器框。
[0134] 在接收器处对于每个边带执行反向操作，即5211-5212中的子载波去映射、 5211-5212中的QAM符号软去映射成编码位LLR，以及5215-5216中的位去交织。多路复用 器5217组合编码位流，以恢复在发射器处采用的伪随机多路分用之前的原始位顺序。最 后，校验不规则非系统IRA解码器5218执行解码并产生所传输消息的估计，如在先前实施 方式中描述的那样。在可替代性实施方式中，可使用其他调制方案，例如16_QAM、PSK、M进 制正交调制等。同样，相同或相似布置可用于其他应用诸如双宏分集系统，例如双卫星分 集，如在Sirius/XM或相似系统中。在其他可替代性实施方式中，可在多于两个互补流上执 行互补码删余和码组合。
[0135] 在另一实施方式中，可完成组合的映射和校验不规则非系统IRA编码程序，使得 调制映射5202-5206的大多数受保护位分配给度数1的校验节点（即，校验旁路），并还分 配给度数2和度数3的重复节点。在此情况下，汉明（8,4)码字也可由重复2位节点替代。
[0136] 在另一实施方式中，可在调制器5205-5206处执行不同映射星座的混合，即将 星座映射1用于一部分输入位，并将不同的星座映射2用于其余的输入位。在接收器 5213-5214处对应地执行软去映射。
[0137] 在另一实施方式中，块位交织器5203-5204按行读取输入位，并且按列输出输入 位。在另一实施方式中，用于64-QAM的等于4的列数目产生最好的性能。
[0138] 在一个实施方式中，如图13所示，根据某些实施方式采用AM HD无线电标准的AM MA3模式64-QAM映射。当接收了两个边带时和仅接收了一个边带时的某些实施方式的R = 5/12的非系统码的性能结果根据某些实施方式在图14中示出。可观察到全速率码在低于 4. 3dB的Eb/No值处实现非常低的BER/FER，而一个边带的完全损失导致约IOdB的恶化； 3dB是由于损失能量的一半，并且其余7dB是由于较高效码率所引起的恶化码性能。损失 一个边带（编码位的一半）在64-QAM情况下导致比在BPSK/QPSK情况下更多的恶化，但大 体上如可通过对应香农容量结果来预测。应注意图14示出了单个初始去映射操作的结果， 即，无迭代性的去映射、5个去映射操作（初始的和前四个IRA解码操作之后），以及55个 去映射操作（一个初始去映射和仅四个在去映射器和累加器之间的去映射，之后是在每个 完整的校验不规则非系统IRA解码迭代之后的一个去映射）。可见采用至少若干迭代性的 去映射迭代是有利的，但在从5个迭代性的去映射迭代进行到55个迭代性的去映射迭代时 存在减小的增益。为了最好的性能复杂性折衷，在没有明显性能损失的情况下，采用比校验 不规则非系统IRA解码迭代更小数目的去映射迭代是有利的。
[0139] 根据某些实施方式在图15中示出了用于AM HD无线电的约束长度9的非系统卷 积码的对应结果。用于卷积码和删余模式以获得R = 5/12码和速率R = 5/6码的生成多 项式在美国专利公布2003/0212946中给出，如早先在用于图11的示例的上下文中解释的 那样。
[0140] 通过在图14和图1