间段132为下降沿相移Φ2的持续时间，第四时间段136为上升沿相移Φ1 的持续时间。在第二时间段132及第四时间段136内，两个电感器L1、L2储存电能。
[0060] 图3中所描述的相移方法可以扩展至电桥电路Bg2以在第一电桥端102与第二电 桥端104之间产生周期性的电压信号。
[0061] 与图3相似的原理，当流过负载200的电流Iload为负时，如果流过第一电感器Ll 的电流Il等于最小环路电流Imin,则流过第二电感器L2的电流12等于Iload-Imin ;如果 流过第二电感器L2的电流12等于最小环路电流Imin时，则流过第一电感器LI的电流Il 等于Iload-Imin。在此需要说明的是，当流过负载200的电流Iload为负时，电流Il从第 一电感器Ll流向第一桥臂端105a，电流12从第二电感器L2流向第二桥臂端106a。
[0062] 在图3中，开关放大器900以期望模式运作。在期望模式下，流过第一电感器LI 的电流Il与流过第二电感器L2的电流12具有相同的最小环路电流-Imin(IloadX))或 Imin(IloacKO)以足够导通对应的二极管并实现电子开关94的零电压开通。在非限定的实 施例中，Imin = 50A。
[0063] 图4所示曲线图170描述了适合于在本文描述的碳化硅M0SFET94中实现零电压 开关的占空比和相移的区域。作为一个非限定的示例，适合于图4的系统参数为：Vdc = 2100V，开关频率为 62. 5kHz，Ll = L2 = 3. 5uH，Iload = 600A，Imin = 0A。可以理解的是， 相移和占空比可以被管理或控制以实现零电压开关。
[0064] 特别地，曲线图170将相移角172描述成占空比174的函数。占空比174代表对于 电桥电路Bgl中的第一桥臂电压Vl和第二桥臂电压V2的占空比的值。在某些实施例中， 对于电桥电路Bg2中的第一桥臂电压V3和第二桥臂电压V4的占空比可是电压Vl和V2的 补。例如，如果电压Vl和V2的占空比为87%，则电压V3和V4的占空比为13%。从而，曲 线图170可适合于电压V3和V4是电压Vl和V2的补的实施例。
[0065] 在曲线图170中表示的相移角172是电压Vl和V2的组合与电压V3和V4的组合 之间的相移角。
[0066] 当开关放大器900以上述期望模式运行时，曲线图区域176代表其中可实现零电 压开关的占空比和相移角的范围。实线175指示了曲线图区域176的边界。
[0067] 考虑以实线179指示的整个操作区域的总面积为1时，曲线图区域176的面积为 总面积的55%。上述期望模式可实现最小环路电路-Imin或Imin以实现零电压开关。具体 地，当 IloadX)时，若 Il = -Imin，则 12 = Imin+Iload ;若 12 = -Imin，则 Il = Imin+Iload〇 当 IloacKO 时，若 Il = Imin，则 12 = Iload-Imin ;若 12 = Imin，则 Il = Iload-Imin。因 此，由于具有最小环路电流-Imin或Imin，每个电子开关94的额定电流会比较小，每个电子 开关94的能量消耗会降低。
[0068] 双相移调节
[0069] 基于上述期望模式，仅仅只有一个相移角存在于电桥电路Bgl的桥臂电路Lgl及 Lg2中。当流过负载200的电流Iload保持不变并且流过第一电感器Ll和第二电感器L2 的电流不发生较大的波动时，脉冲宽度调制（pulse width modulation, PffM)波形上升沿的 相移等于脉冲宽度调制波形下降沿的相移。当流过负载200的电流Iload发生变化或者流 过第一电感器Ll或第二电感器L2的电流发生较大的波动（也即流过第一电感器Ll或第 二电感器L2的电流大于或者小于预定电流）时，图2中的零电压开关控制单元330执行双 相移（Φ 1及Φ 2)调节算法以确保四个电子开关Qla，Q2a，Qlb，Q2b在动态操作的情况下均 能实现零电压开通。
[0070] 具体地，相移Φ 1被定义为第一桥臂电压Vl的上升沿与第二桥臂电压V2的上升 沿之间的相移。相移Φ 1将导致第一电感器Ll的两端电压为正，电流Il将被调节以使得电 流Il从负平顶值ILl_N_fb变化至期望的正平顶值IL1_P*，如此可确保第一电子开关Qla 和第三电子开关Qlb均能实现零电压开通。零电压开关控制单元330根据公式1计算上升 沿相移Φ1。
[0071 ] Φ： = WTs= (IuZ-Ilo^/MJs 公式 I
[0072] 相移Φ 2被定义为第一桥臂电压Vl的下降沿与第二桥臂电压V2的下降沿之间的 相移。相移Φ 2将导致第一电感器Ll的两端电压为负，电流Il将被调节以使得电流Il从 正平顶值ILl_P_fb变化至期望的负平顶值IL1_N*，如此可确保第二电子开关Q2a和第四 电子开关Q2b均能实现零电压开通。零电压开关控制单元330根据公式2计算下降沿相移 Φ 2〇
[0073] Φ2 = Tfall/Ts = (IL1-P-fb-IL1-NVM1T s 公式 2
[0074] 其中，M1 = VdcAL^L2)，Vdc为电源单元90的电压，Tflse为预定的上升时间段，Tfall 为预定的下降时间段。如图3所示，Ts为开关放大器900的开关周期。当电流Iload为正 时，IL1_N* = -Imin，IL1_P* = Iload_fb+Imin。Iload_fb 为流过负载 200 的电流,其可以 通过电流传感器902测量得到。预定的上升时间段为上升沿相移的持续时间，预定的下降 时间段为下降沿相移的持续时间。
[0075] 如图5所示，当第一桥臂电压Vl从低电平变化至高电平时，流过第一电感器Ll的 电流被定义为Iuifb。当第一桥臂电压Vl从高电平变化至低电平时，流过第一电感器Ll的 电流被定义为Iu_ P_fb。作为一个非限定的示例，Iuifb及Iuifb可以通过电流传感器904测 量得到。
[0076] 类似地，图5所示双相移调节方法可以扩展至电桥电路Bg2的桥臂电路Lg3及 Lg4〇
[0077] 零电压开关控制与负载电流控制去耦合
[0078] 图2所示控制装置300用于产生期望的第一占空比DBl及第二占空比DB2,该期望 的第一占空比DBl及第二占空比DB2被分别分配给两个电桥电路Bgl，Bg2。
[0079] 以电桥电路Bgl为例进行说明，第一电桥端102的第一电桥电压Vpole-Bl的期 望占空比为DB1，为了避免零电压开关控制对流过负载200的电流产生干扰，即便两个不同 的相移Φ1及Φ2被执行于电桥电路Bgl，第一电桥电压Vpole-Bl的等效占空比必须等于 DBL
[0080] 以下部分描述一个分配两个不同的相移Φ 1及Φ2的特别方法。如图6所示，上 升沿相移Φ1与下降沿相移Φ2之间的差值为Φ2-Φ1。为了确保第一电桥电压Vpole-Bl 的等效占空比等于DB1，控制装置300用于配置驱动器电路320以控制四个电子开关Qla、 〇2&、〇113、〇213，使得第一桥臂电压￥1的占空比等于081-((^2-(^1)/2，第二桥臂电压￥2的 占空比等于DBl+ ( Φ 2- Φ 1) /2。作为一个非限定的示例，驱动器电路320包括分别电连接至 四个电子开关Qla、Q2a、Qlb、Q2b的四个驱动器。
[0081] 因此，第一电桥电压Vpole-Bl为三电平电压波形，图6所不阴影部分显不第一电 桥电压Vpole-Bl的面积为Vdc*DBl*T s，从图6可以看出，第一电桥电压Vpole-Bl的等效占 空比为DB1。换句话说，零电压开关控制不对负载电流控制产生干扰。
[0082] 类似的，图6所示分配两个相移Φ 1、Φ 2的方法可以扩展至电桥电路Bg2的桥臂 电路Lg3及Lg4。
[0083] 具体地，控制装置300还包括负载电流控制单元340及占空比产生单元350。负载 电流控制单元340包括减法器30、反馈控制器32、加法器34及前馈控制器36。
[0084] 减法器30用于对电流参考值Iload_ref与流过负载200的电流Iload_fb执行减 法操作以产生电流参考值IloacLref与电流IloacLfb的差异值。该差异值被认定为电流 误差。反馈控制器32用于根据