高线性度全平衡混频器的制造方法
【技术领域】
[0001] 本发明涉及电子电路领域，具体地，涉及一种高线性度全平衡混频器。
【背景技术】
[0002] 混频器是射频电路中非常重要的部分，其作用是实现信号载波的变化，产生不同 于输入信号频率的新频率分量。在接收机系统中，混频器把射频信号下变频为中频信号，以 便后续电路处理;在发射机系统中，混频器把中频信号上变频为射频信号，经功率放大器放 大后，由天线发射出去。混频器性能的好坏将直接影响射频前端电路的整体性能。
[0003] 混频器核心的工作原理是将两个输入信号在时域相乘，然后输出这两个信号频率 之和或差实现频率转换的目的，其实质相当于一个乘法器，如图1所示：
[0004] 假设输入端A、B分别为信号A C〇S(?lt)，B C〇S(?2t)，则混频器的输出信号为：
[0006] 两者相乘的结果包含频率相加和相减，也就是通常说的上变频和下变频。针对不 同的应用(升/降频），可以取出有用的信号，同时用滤波器去除另一个信号。
[0007] 然而实际上混频器是非线性器件，并不能做到理想的乘法器，输出会产生谐波失 真，非线性系统的模型可近似等效为：
[0008] y(t) ? aix(t)+a2X2(t)+〇3X3(t) (2)
[0009] 如果一个正弦信号作用于一个非线性系统，输出一般将包含输入信号频率的整数 倍频，
[0010] 式（2)中，如果x(t)=A cos( cot)，那么
[0012] 如果有两个频信号加到混频器的输入端，输出往往包含不属于输入信号 频率谐波的部分，而是两者谐波的组合，这种现象就叫做交调。假设
[0013] x(t)=Aicos( c^tHAscos) ω2?)，将此式代入式⑵中，展开可以得至丨」交调分量
[0015] 和基波频率分量：
[0017] 特别感兴趣的是在2 ω r ω 2和2 ω 2- ω i处的三阶交调乘积项（頂3)。
[0018]图2a至图2c是混频器双声测试下的三阶交调失真的示意图，两个频率分别为ωι 和ω 2的正弦信号通过本振频率为ω 的混频器时，输出信号经过频谱搬移后频率分别为 ω 1_ ω l〇, ω 2_ ω l〇,而在{目号两芳步页率为2 ω 1_ ω 2_ ω Lo和2 ω 2_ ω 1_ ω Lo处出现了二阶交调乘 积项。
[0019] 交调是RF系统中一个让人讨厌的现象，如果一个弱信号和两个较强的干扰信号一 起经过三阶非线性调制，那么干扰信号会有一个交调乘积项落入到信号频带内，它将破坏 有用的信号，降低电路的性能，通常用IIP3或0IP3来表征混频器对IM3的抑制能力。混频器 的线性度直接决定接收机的动态范围。另外，随着工艺尺寸的缩短，芯片的电源电压在不断 降低，这对提高混频器的线性度提出挑战。
[0020] 现有的，基于Gilbert单元的混频器是使用最广泛的有源双平衡混频器，其电路图 如图3所示。
[0021] Gilbert混频器由一个跨导输入级(M5，M6)和换向开关对(Ml~M4)构成，跨导输入 级M5，M6将输入的RF电压信号转换为电流信号，然后由本振信号控制的开关Ml~M4对电流 信号进行周期性换向，相当于是射频电流信号与本振信号VU)控制的单位幅度方波信号的乘 积，从而实现混频过程。Gilbert混频器具有诸多优点，如提供了很高的L0、RF、IF之间的隔 离度，提供较高的增益等。但是，从图3电路很容易看出，Gilbert混频器堆叠了三个MOS管限 制了其在低电压下工作；另外，与无源混频器相比，Gilbert混频器通过跨导单元将输入电 压转化为电流，引起了跨导单元的非线性，所以会对混频器整体线性度产生影响，其线性度 不如无源混频器。
【发明内容】
[0022] 本发明的目的在于，针对上述问题，提出一种高线性度全平衡混频器，以实现在低 电压下提高混频器线性度的优点。
[0023] 为实现上述目的，本发明采用的技术方案是：
[0024] 一种高线性度全平衡混频器，包括PMOS管PM1、PM0S管PM2、PM0S管PM3、PM0S管PM4、 PMOS管PM5、PM0S管PM6和运放器，所述PMOS管PMl的漏极与PMOS管PM3的漏极均与输入信号 VRF+连接，所述PMOS管PMl的源极与PMOS管PM4的源极连接，所述PMOS管PM3的源极与PMOS管 PM2的源极连接，所述PMOS管PM2的漏极与PMOS管PM4的漏极均与输入信号VRF-连接，所述 PMOS管PMl的栅极和PMOS管PM2的栅极均与本振信号VLO+连接，所述PMOS管PM3的栅极和 PMOS管PM4的栅极均与本振信号VLO-连接，所述PMOS管PMl的源极与PMOS管PM5的源极连接， 所述PMOS管PM5的源极与运放器的反相输入端连接，所述PMOS管PM5的漏极与运放器的正向 输出端连接，所述PMOS管PM5的栅极接地，所述PMOS管PM2的源极与PMOS管PM6的源极连接， 所述PMOS管PM6的源极与运放器的同相输入端连接，所述PMOS管PM6的漏极与运放器的负向 输出端连接，所述PMOS管PM6的栅极接地，所述运放器的正向输出端和负向输出端之间连接 电容CL。
[0025] 优选的，所述PMOS管PMl的衬底和源极连接在一起，所述PMOS管PM2的衬底和源极 连接在一起，PMOS管PM3的衬底和源极连接在一起，PMOS管PM4的衬底和源极连接在一起， PMOS管PM5的衬底和源极连接在一起，PMOS管PM6的衬底和源极连接在一起。
[0026] 优选的，所述PMOS管PMl、PMOS管PM2、PMOS管PM3，PMOS管PM4，PMOS管PM5，PMOS管 PM6采用CMOS工艺制作中，均将PMOS管单独做在一个N阱中。
[0027] 优选的，所述PMOS管PM5和PMOS管PM6为常导通状态。
[0028] 优选的，当本振信号mi+为低，本振信号mi-为高时，PMOS管PMl和PMOS管PM2导通， PMOS管PM3和PMOS管PM4断开，输入信号Vrf+和输入信号VRF-分别通过PMOS管PMl和PMOS管 PM2输入到运放器，经运放器运放放大后输出；当本振信号VLO-为低，本振信号VLO+为高时， PMOS管PM3和PMOS管PM4导通，PMOS管PMl和PMOS管PM2断开，输入信号Vrf+和输入信号VRF-分 别通过PMOS管PM3和PMOS管PM4输入到运放器，经运放器运放放大后输出。
[0029] 本发明的技术方案具有以下有益效果：
[0030] 本发明的技术方案，PMOS管PMl至PMOS管PM4工作在深度线性区，开关PMOS管PM5和 PMOS管PM6为常导通的PMOS管，工作在深度线性区，相当于电阻，与运放器共同构成一个跨 阻放大器。这个跨阻放大器一方面能够给混频器提供一定的转换增益，另一方面也给PMOS 管PMl至PMOS管PM4构成的混频部分提供虚地(运放的输入端），实现更高线性的混频。从而 达到低电压高线性度的目的。
[0031] 下面通过附图和实施例，对本发明的技术方案做进一步的详细描述。
【附图说明】
[0032]图1为理想混频器示意图；
[0033]图2a至图2c为混频器双声测试下的三阶交调失真的示意图；
[0034]图3为现有的Gi Ibert混频器的电子电路图；
[0035] 图4为本发明实施例所述的高线性度全平衡混频器原理结构图；
[0036] 图5为本发明实施例所述的高线性度全平衡混频器的电子电路图；
[0037]图6为Gilbert双平衡混频器的输出信号频谱图；
[0038] 图7为本发明实施例所述的高线性度全平衡混频器的输出信号频谱图。
【具体实施方式】
[0039] 以下结合附图对本发明的优选实施例进行说明，应当理解，此处所描述的优选实 施例仅用于说明和解释本发明，并不用于限定本发明。
[0040] 如图5所示，一种高线性度全平衡混频器，包括PMOS管PMl、PM0S管PM2、PM0S管PM3、 PMOS管PM4、PM0S管PM5、PM0S管PM6和运放器，PMOS管PMl的漏极与PMOS管PM3的漏极均与输 入信号VRF+连接，PMOS管PMl的源极与PMOS管PM4的源极连接，PMOS管PM3的源极与PMOS管 PM2的源极连接，PMOS管PM2的漏极与PMOS管PM4的漏极均与输入信号VRF-连接，PMOS管PMl 的栅极和PMOS管PM2的栅极均与本振信号VLO+连接，PMOS管PM3的栅极和PMOS管PM4的栅极 均与本振信号VLO-连接，PMOS管PMl的源极与PMOS管PM5的源极连接，PMOS管PM5的源极与运 放器的反相输入端连接，PMOS管PM5的漏极与运放器的正向输出端连接，PMOS管PM5的栅极 接地，PMOS管PM2的源极与PMOS管PM6的源极连接，PMOS管PM6的源极与运放器的同相输入端 连接，PMOS管PM6的漏极与运放器的负向输出端连接，PMOS管PM6的栅极接地，运放器的正向 输出端和负向输出端之间连接电容CL。
[0041 ]优选的，PMOS管PMl的衬底和源极连接在一起，PMOS管PM2的衬底和源极连接在一 起，PMOS管PM3的衬底和源极连接在一起，PMOS管PM4的衬底和源极连接在一起。
[0042] 优选的，PMOS 管 PMl、PM0S 管 PM2、PM0S 管 PM3 和 PMOS 管 PM4，PM0S 管 PM5，PM0S 管 PM6 采 用CMOS工艺制作中，均将PMOS管单独做在一个N阱中。
[0043] 优选的，PMOS管PM5和PMOS管PM6为常导通状