型的用于分析热电堆阵列的德尔塔-西格玛变换器的第η个热电堆像素的模拟电压信号。这种像素信号的连续给送经由多路复用器AMUX进行。电压信号ΤΡ[η]与稍后说明的反馈信号S8—起形成差分输入信号SO (参见SUB的情况)。对于数字信号处理，有利的是另外利用差分信号工作。差分输入信号SO的值作为电压信号ΤΡ[η]和反馈信号S8之间的差得出。输入信号SO被传送到第一乘法器Ml。该第一乘法器Ml将输入信号SO与慢速斩波器信号A相乘，这最终等于将模拟电压信号TP[η]的频率变换到更高的频率范围内(也称为“上混频(Hochmischen) ”)。慢速(外环)斩波器信号A典型地在改变热电堆行时以及在测量周期的一半处改变其逻辑值。这里有利的是，其可以取值-1和+1。因为慢速斩波器信号A由此典型地为数字信号，因此该第一乘法器Ml优选作为借助数字慢速斩波器信号A进行转换的简单的双重转换器来实现。使用-1和I的慢速斩波器信号A的逻辑状态的赋值结合输入信号SO的值的序列产生第一信号SI，这就此而言由SO利用第一乘法器Ml进行相乘来得出。
[0045]然后，第一信号SI被传送到第二乘法器M2。该第二乘法器M2将第一信号SI与第二快速斩波器信号B相乘，这得出第二信号S2。该第二快速斩波器信号B具有比慢速斩波器信号A高的频率。该第二快速斩波器信号B也优选可以关于其对第一信号SI的作用而取值-1和+1。由此，快速斩波器信号B同样典型地为数字信号。因此，该第二乘法器M2同样也优选可以作为简单的双重转换器来实现，并且借助数字快速斩波器信号B进行转换。借助-1和I对快速斩波器信号B的逻辑状态的赋值又由针对第二信号的值的快速斩波器信号B的状态改变的序列而得出。得出第二信号S2，其又可以理解为在频率范围中进行了变换的第一信号Sl( “上混频”)。
[0046]互阻抗放大器TV经由第二信号S2连接到第二乘法器M2的输出端，并且对由此在其间进行了双重调制(英语:double chopped或nested chopped)的微分输入信号SO进行放大，其中形成第三信号S3，其由两个彼此微分的电流信号构成。
[0047]通过上混频，即“信号SO的斩波2”，有利地使用了放大器TV的Ι/f噪声特性，但是这本身是已知的。
[0048]第三乘法器M3将第三信号S3与快速斩波器信号B相乘。可选地，也可以利用反转或负的快速斩波器信号B工作，其中，在第一种情况下利用的是，双重交换又产生原始状态，而在第二种情况下，反向交换表现出相同的作用。据此，将信号S3向下混频；产生第四信号S4。
[0049]第三乘法器M3的输出端经由第四信号S4对由第一单电容Cl和第二单电容C2构成的微分积分电容充电。在该微分积分电容Cl、C2中，对来自互阻抗放大器TV的电流进行积分。因此，优选第四信号S4是对第三信号S3的积分。
[0050]比较器CMP经由第四信号S4连接到第三乘法器M3的输出端和微分积分电容Cl、C2。现在，比较器CMP将第四信号S4转换为一比特数据流。第五信号S5形成提供该一比特数据流的比较器CMP的输出，与前述信号SI至S4不同，第五信号S5现在不再是微分的。
[0051]该第五信号S5现在从比较器CMP的输出端引导至第四乘法器M4的输入端。第四乘法器M4将第五信号S5与所述慢速斩波器信号A相乘。这里为了中和第一乘法器Ml中的乘法的效果，将慢速斩波器信号A的符号取反，或者在数字慢速斩波器信号A的情况下将其逻辑值反转。由此，将第五信号S5变换回信号SO的频率范围内。因为不仅第五信号S5、而且慢速斩波器信号A典型地为数字二进制信号，因此实现第四乘法器M4的最简单的形式是异或门(EXOR-Gatter)。第四乘法器M4中的该乘法的结果以及由此其输出是第六信号S6o
[0052]随后的接收第六信号S6的调节器ADCFB具有两种工作模式。在第一工作模式下，使后面的数模转换器DAC快速地进入工作点附近，在另一模式下，调节器ADCFB实现微分和积分，由此调节回路获得PID调节器的特性，由此“更慢地”工作。关于PID调节器的环路滤波器的配置和说明，本领域技术人员可以参考调节技术的专业文献。此外，调节器ADCFB将输入的单比特信号、即第六信号S6转换到具有六比特的数据总线中、即转换为第七信号SB。
[0053]第七信号SB形成调节器ADCFB的输出。经由该第七信号SB，调节器ADCFB不仅连接到数字输出滤波器DF，而且连接到数模转换器DAC。数字输出滤波器DF再次将第七信号SB的6比特的总线宽度转换为输出信号OUT的目标总线宽度，其中，该输出信号OUT同时也是数字输出滤波器DF的输出信号。
[0054]数模转换器DAC将第七信号SB转换为模拟反馈信号S8，其最后作为与连接到按照本实用新型的用于分析热电堆阵列的德尔塔-西格玛ADC的第η热电堆的电压信号ΤΡ[η]的差分信号形成输入信号SO。由此，调节回路闭合。在此，ADCFB中的逻辑电路确保调节回路稳定。
[0055]如已经示出的，在实现德尔塔-西格玛ADC时，使用斩波器方式不是新的。第一至第四乘法器M1、M2、M3、M4中的乘法的目的，是在噪声频谱和/或干扰频谱较不明显的频率范围内执行随后的各个运算，这里是互阻抗放大器TV中的互阻抗放大、微分电容器Cl、C2中的积分和比较器CMP中的赋值，由此提高转换质量。通过第一乘法器Ml和第二乘法器M2中的两个乘法，在一定程度上进行有用信号从输入信号SO的频率到更高的频率的变换，并且通过第三乘法器M3和第四乘法器M4中的两个乘法，进行相应的反向变换。因此，第一乘法器Ml和第四乘法器M4形成第一乘法器对，并且第二乘法器M2和第三乘法器M3形成第二乘法器对。因此，每一对由用于向更高的频率进行向上变换的前面的乘法器和用于向原始频率进行反向变换的后面的乘法器构成。在此，第二乘法器对像括号(Klammer) —样包围互阻抗放大器级。因此，与该级的噪声频谱相对应地选择快速斩波器信号B的频率。除了第二乘法器对和其包括的互阻抗放大器TV之外，第一乘法器对像括号一样还附加地包围微分积分电容C1、C2和比较器CMP。第一乘法器对关联的控制信号的第一频率是慢速斩波器信号A的第一频率。在此，慢速斩波器信号A的第一频率针对用来读取热电堆行的行频率。因此，这里给出的解决方案的特别的优点是，斩波包括整个量化器，并且通过第四乘法器M4中的第四乘法的反向变换在比较器CMP后面才进行。在此，主要由微分积分电容Cl、C2与互阻抗放大器TV的输出电阻合作而产生的积分级的低通特性用作针对第二乘法器对M2,M3的抽选滤波器(Dezimat1nsfilter)。斩波器信号B的第二频率越高，由此在第三乘法器中的反向变换后越好地抑制其频率。但是，其频率首先接受所述干扰，所述干扰由此又从信号路径中去除。也就是说，斩波、即通过所述乘法器对的变换和反向变换使第六信号S6中的噪声和偏移减小。
[0056]与现有技术相比主要的不同之处在于，直接在输入端执行第一乘法器Ml中的第一乘法以及在量化器、即比较器CMP后面的第四乘法器M4中执行最后的乘法。
[0057]不仅所需的积分器、而且比较器CMP都必须被设计为较慢，以便能够实现高精度。因此有利的是，慢速斩波器信号A具有比与互阻抗放大器TV的微分输出端内电阻组合的微分积分电容器Cl、C2的低通滤波器的截止频率低的第一频率，并且该低通滤波器的截止频率又比快速斩波器信号B的第二频率低。
[0058]如果改变了行或者热电堆像素，则按照本实用新型的德尔塔-西格玛变换器必须非常快地找到合适的工作点。为此，调节器ADCFB转换到另一种工作模式。一般仅在短时间内采用这种模式。因此，可以认为慢速斩波器信号A在该时间内是不变的。在图2中通过激活示例性的内部信号SAR来表征该模式。
[0059]随后如下进行。首先，经由第七信号SB在其上等候处理的相应的多比特线路设置数模转换器DAC的MSB。如果由此是I比特信号的第六信号S6的值未翻转，即未改变，则MSB保持。否则又将其清除。之后，设置第七信号SB的下一个较低的有效位，等等，直到对最后一位、即LSB进行了赋值为止。这种起始值确定快而较不准确。因此，在其结束之后转换到已经提到的PID滤波(更慢的工作模式)，其中，所确定的第七信号SB的值形成调节器ADCFB的起始值。此外，合乎目的的是，在读取间隔开始时，还使低通滤波器的积分电容器Cl、C2放电。由中央控制单元SE (参见图1)经由AMUX接管该放电控制以及调节器ADCFB的工作模式之间的转换和热电堆像素阵列的行或列的转换。
[0060]如在图1中所示出的，控制单元对两个晶体管T1、T2进行控制，其用于两个电容器C1、C2的放电。该放电过程在下一个热电堆像素的实际的读取过程之前进行。
[0061]此外，图2还示出了系统时钟CK，其表现了利用本方法的工作点寻找的快速。如果不以这种方式设置工作点，则电路不满足要求并且太慢。在设置工作点之后，德尔塔-西格玛变换器以所述PID模式工作，于是与先前的在新的读取间隔开始时进行的工作点查找相比更慢，但是为此更准确。
[0062]图4示出了互阻抗放大器TV中的偏移补偿。
[0063]于是，以与上述类似的方式，对偏移进行校正。在此，通过输入差分级的电流源的电流向其中的不对称馈送来调整互阻抗放大器中的偏移。在按照本实用新型的装置中，电流馈送经由1:N多路复用器进行，其中，N给出了可能的馈送位置的数量。差分输入级的两个支路由N-1个电阻的串联电路连接，这些电阻一般是相似的，并且优选具有与一般存在于电路中的电压参考的电阻相同或类似的温度系数。现在，N:1多路复用器连接电流源与得到的N-1个电阻之间的连接点中的一个，其中，在该示例性实施方式中，多路复用器同样可以选择外部点作为馈送点。
[0064]按照本实用新型的装置仅具有很少的模拟电路部件，而具有非