专利名称：信号传输方法
技术领域：
本发明涉及一种向半导体装置传送数据用于控制该半导体装置的方法。
背景技术：
图8为一种其中主CPU控制半导体装置的系统的方框图。现参见图8，主CPU 50控制开关51将来自电池52的输出提供给电源线53。主CPU 50通过信号线54与另一主CPU 55和副CPU 56通信。主CPU 50将控制数据传送至DC/DC转换器控制IC57、液晶驱动器控制IC 58、RAM 59、显示控制IC 60和这种半导体装置以控制该半导体装置的操作。
图9为一种其中电源管理控制器61控制DC/DC转换器的系统的方框图。在图9中，图8中所使用的相同的标号被用于指定相同的构件且为了简化省略对它们的重复说明。现参见图9，DC/DC转换器62-67将各自相互不同的电压输出至其它半导体装置。电源管理控制器61通过信号线54将控制数据传送至DC/DC转换器62-67以控制DC/DC转换器62-67的操作。
对于用于图8和9中的信号线的接口规格，已提出了IIC、SPI和微LAN。然而，提出的接口规格必需对每一种信号采用专用的线，例如，时钟(CLK)线、数据(D)线、芯片启动(CE)线、和写/读(W/R)线。对于手提电话机和这种其中使用了越来越多的半导体装置的电子设备，为上述专用信号线在其印刷电路板上占用更大的布线面积是不可避免的。因为使用一个单独的频率，所提出的接口易受到噪声的不利影响，造成低耐噪声能力。因为信号振幅在提出的接口中为电源电压，引起许多辐射噪声，还对手提电子设备的小型化产生威胁。
为了消除低耐噪声能力的问题，提出了一种使用扩展码序列的扩展频谱通信(对照下列非专利文献1和2)。
现在，将在下面简要说明该扩展频谱通信。扩展码序列为以PN码长的周期重复的伪随机数码组，即伪噪声(PN)码组。扩展码序列的特征在于其与其它扩展码的低相关性。现假设扩展码长为n位。构成扩展码PN1和PN2的n位数据分别由b11，b12，...和b1n；以及b21，b22，...和b2n指定(b1i和b2i为0或1)。扩展码PN1和PN2的相关值由i＝1-n时b1i和b2i的异或的和(b1i和b2i相等时为0，b1i和b2i不相等时为1)定义。当PN1＝PN2时，相关值为0。当PN1＝-PN2时，相关值为n，其中-PN2通过反转PN2每位b2i的0或1来获取。当PN1和PN2为不同的扩展码时，相关值为n/2或接近n/2。当相关值为0或n时，相关性高。当相关值为n/2或接近n/2时，相关性低。扩展码序列包括M组和Gold信号组。通过使用移位寄存器容易取得用于产生M组的电路。
现在参照图10说明使用扩展码的通信。在图10中，示出要传送的数据DATA1和扩展码PN1。扩展码PN1是比数据DATA1快得多的信号。用扩展码PN1调制数据DATA1并从调制器68传送它。实际上，调制器68对数据DATA1和扩展码PN1进行异或运算以取得数据DATA2并输出该数据DATA2。在实际传送的数据DATA2中，其与数据DATA1的原始H部分相对应的部分为-PN1，而其与数据DATA1的原始L部分相对应的部分为PN1。在解调器69中，用扩展码PN1对传送的数据DATA2解调。实际上，计算数据DATA2与每一位扩展码的异或的和。当和等于或高于第一预定值时，确定H被作为数据传送。当和等于或低于第二预定值时，确定L被作为数据传送。当和为第一和第二预定值之间的中间值时，确定该数据不是被传送至相关接收器的数据。如前面关于相关性的说明所指出的，当将同一扩展码PN1用在发送和接收方时，在接收方上再现发送的数据DATA1。当在发送和接收方分别使用不同扩展码时，不在接收方再现发送的数据DATA1。因此，接收方用其扩展码确定所发送的数据是否指向其。具体地说，当可以用接收方自己的扩展码解调发送的数据DATA2时，无疑能确定发送的数据DATA2指向有关接收方。当不能用接收方自己的扩展码解调发送的数据DATA2时，无疑能确定发送的数据DATA2指向其它接收方。因为扩展频谱通信计算扩展码长的和，即使在发送的数据DATA2中引起了部分错误，也可能再现数据DATA1。因此，扩展频谱通信的特征在于其高耐噪声能力。
然而，因为非专利文献1中所述的使用码分多址(下文称为“CDMA”)的有线通信接口必需采用三条通信线路，包括两条数据线和一条时钟线，没有消除布线面积问题。
为了消除布线面积问题，本发明人已在专利文献1中提出了一种将扩展码叠加到要发送的数据上来准备信号并将所准备的信号叠加到电源线上以发送所准备的信号的信号传输方法。现在，将在下面简要地说明在专利文献1中提出的信号传输方法。
图11为说明根据在专利文献1中公开的已有技术的一个实施例的数据传输系统的整个配置的电路方框图。如下所述，图11为同样说明根据本发明的一个实施例的数据传输系统的整个配置的电路方框图。在图11中，控制电路1中包括接收来自电池2的输出的扩展频谱PWM DC/DC转换器并将包括其上叠加有信号的电源电压Vreg馈送至电源总线(输出线)3。控制电路1中还包括总线控制器。控制电路1还与主CPU通信。用于产生2.5V电源的DC/DC转换器控制IC、液晶驱动器控制IC 5、显示控制IC 6和RAM 7与电源总线3连接。在上述半导体装置和控制电路1之间，连接用于传送同步信号的同步信号线8。通过同步信号线8，将用于与叠加在电源总线3上的数据同步的信号(例如，指示数据传送开始的信号)从控制电路1传送至每一半导体装置。
图12为说明根据在专利文献1中公开的已有技术的另一实施例的数据传输系统的整个配置的电路方框图。以与图11相同的方式，图12是同样说明根据本发明的一个实施例的数据传输系统的整个配置的电路方框图。在图12中，控制电路1A中不包括任何总线控制器但其中包括电源管理控制器。由图12中的第三、第四和第五DC/DC转换器控制IC 13、14和15取代图11中的液晶驱动器控制IC 5、显示控制IC 6和RAM 7。在图12中所描述的电路中，控制电路1A中的电源管理控制器用叠加在电源总线3上的控制信号控制DC/DC转换器控制IC。
图13中示出图11和12中扩展频谱PWM DC/DC转换器的配置例子。在图13中，P型MOS晶体管PMOS1、N型MOS晶体管NMOS1、电感器L、电容器C0、电阻器R1和R2、比较器CMP1和CMP2、参考电压Vref、振荡器电路OSC和驱动电路10构成同步通信类型的通常降压DC/DC转换器。P型MOS晶体管PMOS1的源极与电源VDD(对应于电池2的输出)连接。P型MOS晶体管PMOS1的漏极与N型MOS晶体管NMOS1的漏极和电感器L的一端相连。N型MOS晶体管NMOS1的源极与接地电位(GND)连接。电感器L的另一端与电容器C0的一端和电阻器R1和R2的串联连接的一端连接。电感器L的另一端用于将规定的电源电压Vreg馈送至电源总线3的输出馈线。电阻器R1和R2的接点与用于馈送反馈信号Vfb的比较器CMP1的倒相输入端连接，用于反馈输出电源电压Vreg。参考电压Vref与比较器CMP1的非倒相输入端连接。根据比较反馈信号Vfb和参考电压Vref的结果，将误差信号Verr从比较器CMP1输出至CMP2的非倒相输入端。从振荡器电路OSC输出的三角波Vosc与比较器CMP2的倒相输入端连接。根据比较误差信号Verr和三角波Vosc的结果从比较器CMP2输出驱动信号Vdrv并将其与驱动电路10连接。驱动电路10导通和截止晶体管PMOS1和NMOS1以稳定输出电压Vreg，以使反馈信号Vfb可等于参考电压Vref。
如果以与从要传送的数据DATA1产生传送的(已调制的)数据DATA2相同的方式用扩展码调制要传送的数据来产生经调制的数据并根据经调制的数据控制振荡器电路OSC的振荡频率(振荡周期)，则可以以DC/DC转换器的开关频率(开关周期)传送数据。开关频率作为电源总线3上的脉动分量进行观察。在图14中所示的接收方，用电容器C1取出电源总线3上的脉动分量用于截除DC分量。取出的脉动分量用放大器AMP1放大并由解调器电路12使用扩展码PN解调。当相关高时，指向接收方上的半导体装置11的数据被再现。当相关低时，确定所传送的数据指向其它半导体装置。解调结果被传送至半导体装置11。如果所传送的数据为指向半导体装置11的控制信号，则半导体装置11进行由所述控制信号指示的操作。
现在将参照图15说明图13中振荡器电路OSC的配置。现参见图15，振荡器电路OSC包括恒流电路20、21、30和31；P型MOS晶体管PMOS2；N型MOS晶体管NMOS2；开关SW1和SW2；电容器CT；比较器CMP3和CMP4；参考电压Vou和Vol；和触发器FF1。P型MOS晶体管PMOS2的源极与恒流电路20连接并通过开关SW1与恒流电路21连接。N型MOS晶体管NMOS2的源极与恒流电路30连接并通过开关SW2与恒流电路31连接。MOS晶体管PMOS2和NMOS2的漏极相互连接，与电容器CT的一端连接，与比较器CMP3的非倒相输入端连接，并与比较器CMP4的倒相输入端连接。因为触发器FF1的输出Q与MOS晶体管PMOS2和NMOS2的栅极相连，MOS晶体管PMOS2和NMOS2执行相互互补的操作。参考电压Vou与比较器CMP3的倒相输入端连接。参考电压Vol与比较器CMP4的非倒相输入端连接。参考电压Vou高于参考电压Vol。来自比较器CMP3的输出与触发器FF1的置位输入端S连接。来自比较器CMP4的输出与触发器FF1的复位输入端R连接。因为MOS晶体管PMOS2和NMOS2以相互互补的方式工作，在P型MOS晶体管PMOS2为导通时，仅通过接触电流电路20或通过恒流电路21和21为电容器CT充电，且电容器CT的积分值，即振荡器电路的三角波输出Vosc，保持上升。当N型MOS晶体管NMOS导通时，仅仅通过接触电流电路30或通过恒流电流30和31为电容器CT放电，且电容器CT的积分值，即振荡器电路的三角波输出Vosc，保持下降。当输出Vosc高于参考电压Vou而输出Vosc上升时，来自比较器CMP3的输出变成H。当来自比较器CMP3的输出变成H时，对触发器FF1置位以使其输出Q为H，导通N型MOS晶体管NMOS2，且输出Vosc开始下降。当输出Vosc低于参考电压Vol时，来自比较器CMP4的输出变成H。当来自比较器CMP4的输出变成H时，触发器FF1被复位以使其输出Q为L，导通P型MOS晶体管PMOS2，且输出Vosc开始再次上升。因此，振荡器电路的输出Vosc是在参考电压Vou和Vol之间振荡的三角波。三角波输出Vosc的振荡周期取决于电容器CT充电和放电时的恒流值。如果通过切换开关SW1和SW2使电容器CT充电和放电时的电流值增加使得增加的电流值高于其中开关SW1和SW2断开的标准状态中的电流值，则将缩短振荡周期。如果由i20、i21、i30和i31指定流过恒流电路20、21、30和31的恒流值，设置成i20≥i21且i30≥i31将是有效的。通过设置成i20≥i21且i30≥i31，基频由i20和i31确定且即使增加了i21和i31振荡频率也不会与基频偏离太多。
如果将通过用扩展码调制要传送的数据所取得每一位传送的(经调制的)数据以响应于信号SEL的L/H导通和断开开关SW1和SW2的方式被用于控制开关SW1和SW2的信号SEL，则可以响应于传送的数据的L/H改变开关周期。如果当传送的数据位为L时开关SW1和SW2导通而当传送的数据位为H时断开，则位的L/H将对应于将叠加在电源线上的短/长振荡周期。这些操作由图16中的时序图说明。或者，开关SW1和SW2可以在传送的数据位为H时导通而当传送的数据位为L时断开。
图16示出振荡器电路OSC的输出Vosc的约三个周期的信号。实线表示其周期对于开关SW1和SW2断开的振荡器输出Vosc的三个周期长的信号。虚线表示其周期对于开关SW1和SW2导通的振荡器输出Vosc的第二周期(第二波峰)短的信号。在比较器CMP2中将振荡器输出Vosc与来自比较器CMP1的误差信号Verr相比较，且从比较器CMP2输出一个当Verr＞Vosc时为高的驱动信号Vdrv。当振荡器输出Vosc的周期对于所有三个周期为长，即传送的数据的所有相对应的三个位为H，如实线所示，则驱动信号Vdrv的周期为长t0。当传送的数据的第二位为L时，如由虚线所示，驱动信号Vdrv的周期为比t0短的t1或t2。当驱动信号Vdrv为H时，图13中的P型MOS晶体管PMOS1导通且为电容器C0充电的充电电流iL增加。当驱动信号Vdrv为L时，图13中的N型MOS晶体管NMOS1导通且为电容器C0充电的充电电流iL降低，获得图16所示的波形iL。现在，馈送至图13中未示出的负载的负载电流的平均值由ioave指定。当iL＞ioave时，图13中的电容器C0充电，使电容器的积分电压值上升。当iL＜ioave时，图13中的电容器C0放电，使电容器C0的积分电压值下降。因此，取得规定的电源电压Vreg，其波形在图16中示出。图16所示的规定的电源电压Vreg的波形为可观察的脉动波形。严格来讲，不可用直线来描述Vreg波形。然而，为了简便用直线描述Vreg波形。当振荡器输出Vosc的周期对于由实线描述的三个周期为长时，规定的电源电压Vreg的脉动周期同样为t0。当振荡器输出Vosc的周期对于由虚线描述的第二周期为短时，规定的电源电压Vreg的脉动周期为比t0短的t3或t4。如果图14中的解调器电路12通过监控经由电容器C1和放大器AMP1所获取的脉动信号周期来确定传送的数据的0/1并将扩展码PN应用于所取得的结果，则解调器电路12将可以确定传送的数据是不是指向它的并对指向其的数据进行解调。
因为相关接收器可能根据上述叠加在电源上的数据确定数据是否指向它，已有技术要求采用的数据线和芯片启动(CE)线变得不必要了从而可减小布线面积。因为以脉动的形式数据且因为脉动振幅不大，可以降低由数据传输引起的辐射噪声。因为经调制的数据通过多个传送的数据位和多个扩展码位之间的相关性来确定，所以取得了高耐噪声能力。
根据在专利文献1中公开的发明，将扩展码叠加在要传送的数据上并根据经调制的数据改变开关电源的开关周期，以使得可以通过上述电源总线将数据传送至多个半导体装置。因此，用于传送数据的布线和用于选择数据所指向的半导体装置的布线可以被省去。根据在专利文献1中公开的发明，数据以脉动的形式在电源总线上传送且脉动的周期是变化的，因此该脉动不可被定位在某个频率。电磁干扰(EMI)被非常有效地减少。因为采用扩展码，根据在专利文献1中公开的发明实现了不受噪声影响的信号传输。
专利文献2公开了一种数据传输方法，它在电源线上设置两个输入电压电平，其中一个高而另一个低，该方法每隔100μs左右的单位周期改变输出电压电平，并通过输出线传送信号序列。(如果将单位周期设置成100μs，则电压电平在最初300μs为高，而在后200μs为低，则将传送二进制数据11100。)[非专利文献1]Ryuji YOSHIMURA等人，“CDMA Wired Interface”(日文)，The journal of the Institute of Electronics，Information andCommunication Engineers，1999年11月，J82-CII卷，11号，631-636页。
Akihiko SUGIURA，“Fundamentals of Spread SpectrumTechnology and CDMA Communication Technology”，Interface(日文杂志)，CQ Publishing Co.，Ltd.，2000年2月，第59-74页。
未审查日本专利申请2005-33534的公开[专利文献2]未审查日本专利申请Hei(1992)-287598(段落 ，图2)的公开虽然根据在专利文献1中公开的发明的数据传输方法具有上述各种特定特征，如果考虑到电流消耗则仍有一些问题没有解决。下面将考虑通过来自图11或12所示的系统中的主装置(图11中的控制电路1或图12中的控制电路1A)的命令从停机状态或从待机状态切换至操作状态。有必要使解调制器电路12一直工作以使卫星装置(图11中的第二DC/DC转换器控制IC 4、液晶驱动器控制IC 5、显示控制IC 6和RAM 7或图12中的第二、第三、第四和第五DC/DC转换器控制IC 4、13、14和15)一直能接收从主装置发送的信号。因为使解调制器电路12一直工作需要时钟信号，必需使用于产生时钟信号的振荡器(未示出)一直工作。因此，不论卫星装置是否处于停机状态或待机状态，都不可能抑制由卫星装置中的振荡器电路和解调器电路12引起的电流消耗。
因为专利文献2中公开的数据传输系统根据电源的响应改变输出电压，它不可能实现高速通信。如果电平差小，则系统易于受到噪声的不利影响。如果电平差大，则引起大EMI。为了接收数据，卫星装置必需以与专利文献1中公开的系统相同的方式安装振荡器。因此，专利文献2中公开的数据传输系统不可能抑制由卫星装置中的振荡器电路和解调器电路12引起的电流消耗。
考虑到上述，希望能提供一种有助于消除上述问题的信号传输方法。
同样希望提供一种有助于展示上述专利文献1中公开的特定特征(优点)并抑制停机状态或待机状态中的功耗的信号传输方法。
发明内容
根据权利要求1的主题，提供了一种使用包括开关设备的开关电源的信号传输方法，所述方法包括用第一信号调制所述开关设备的开关频率以将所述第一信号加到所述开关电源的输出线上；并改变所述开关电源的输出线上的电压电平以通过所述开关电源的输出线传送第二信号。
根据所附权利要求2的主题，当所述输出线上的电压电平处于预定值或在预定范围内，则不将所述第一信号加到所述开关电源的输出线上。
根据所附权利要求3的主题，通过将扩展码加在要传送的信号上来产生所述第一信号。
根据所附权利要求4的主题，开关频率由振荡器电路确定，所述振荡器电路用恒定电流在预定电压值之间为电容器充电和放电，且所述恒定电流值被通过将扩展码加到要传送的信号上所取得的信号中的连续m(非负整数)位改变。
根据所附权利要求5的主题，开关电源为第一DC-DC转换器。
根据所附权利要求6的主题，第二DC-DC转换器与开关电源的输出线连接，而所述第一和第二信号用于控制所述第二DC-DC转换器。
根据所附权利要求7的主题，通过不同于所述开关电源的输出线的信号线传送用于同步加在所述开关电源的输出线上的所述第二信号的同步信号。
根据本发明的信号传输方法将扩展码加到原始信号(要传送的数据)上以同步第一信号，根据所述第一信号改变开关电源的开关频率以通过所述开关电源的输出线将所述第一信号传送至多个半导体装置(卫星装置)，并改变所述输出线上的输出电压电平以将第二信号传送至卫星装置。通过将所述第二信号用于控制和指令所述卫星装置，将所述卫星装置例如从停机状态或待机模式切换至正常操作模式，以使所述卫星装置可接收所述第一信号。因为所述输出线上的电压电平由不采用任何时钟信号的静态装置监控，降低了在停机状态或待机模式中卫星装置中的功耗。可以以与专利文献1中公开的信号传输方法相同的方式省略用于选择要传送的数据和数据所指向的卫星装置的布线。因为数据在供电总线上以脉动的形式传送且其周期被改变，以使脉动频率不能被定位于某个频率，EMI被非常有效地降低。因为采用了扩展码，实现不受噪声影响的数据传输。
图1为根据本发明的第一实施例的扩展频谱PWM DC/DC转换器的电路方框图。
图2为说明一种用于确定输出电压Vreg的卫星装置中的输出电压确定电路的基本配置的电路方框图。
图3示出输出电压确定电路更好地展示的滞后特性。
图4为用于确定提供有更好的滞后特性的输出电压Vreg的输出电压确定电路的电路方框图。
图5根据本发明的第二实施例的用于确定振荡器电路的振荡周期的电路的电路方框图。
图6为说明根据本发明的第三实施例的数据传输系统的整个配置的电路方框图。
图7为说明根据本发明的第四实施例的数据传输系统的整个配置的电路方框图。
图8为其中主CPU控制半导体装置的常规数据传输系统的方框图。
图9为其中电源管理控制器控制DC/DC转换器的另一常规数据传输系统的方框图。
图10描述使用扩展码的通信原理。
图11为说明根据已有技术的数据传输系统与根据本发明的一个实施例的配置共有的整个配置的电路方框图。
图12为说明根据另一已有技术的数据传输系统与根据本发明的另一个实施例的配置共有的整个配置的电路方框图。
图13为专利文献1中公开的扩展频谱PWM DC/DC转换器的电路方框图。
图14为示出专利文献1中公开的接收方上的配置的电路方框图。
图15为专利文献1中公开的振荡器电路的电路方框图。
图16为说明专利文献1中公开的振荡器电路的操作的时序图。
具体实施例方式
现在将参照图示出本发明的较佳实施例的附图详细说明本发明。
第一实施例虽然示出的根据本发明第一实施例的整个系统配置的方框图与图11和12中所描绘的相同，但主和卫星装置的配置与按照背景技术中的那些不同。
图1为用于图11和12所述的系统和根据本发明的第一实施例的数据传输方法的扩展频谱PWM DC/DC转换器的电路方框图。在图1中，和图13中所使用的相同的标号被用于指定相同的构件且为了简便省略对它们的重复说明。现参见图1，根据第一实施例的PWM DC/DC转换器与图13中所示的PWM DC/DC转换器的不同之处在于图1中比较器CMP1的非倒相输入端分别通过SW1和SW2与参考电压Vref1和Vref2连接。开关SW1和SW2被排它地导通和断开(当它们之一导通时，另一个被断开，反之益然)。例如由主CPU控制开关SW1和SW2的导通和断开。因为DC/DC转换器操作使得比较器CMP1的非倒相输入端和倒相输入端实际上短路，输出电压Vreg在与比较器CMP1的非倒相输入端连接的参考电压为Vref1时为Vref1·(R1+R2)/R2，或在与比较器CMP1的非倒相输入端连接的参考电压为Vref2时为Vref2·(R1+R2)/R2。根据第一实施例，设置参考电压Vref1和Vref2使得输出电压Vreg可以分别为2.2V和2.5V。当主装置想使卫星装置执行正常模式的操作时，主装置选择Vref1为参考电压。当主装置想将卫星装置带入停机状态或待机模式时，主装置选择Vref2为参考电压。卫星装置监控输出电压Vreg。当输出电压Vreg为2.5V时，卫星装置停止其振荡器。一旦输出电压Vreg切换至2.2V，卫星装置使其振荡器工作。
图2为说明用于确定输出电压Vreg的卫星装置中的输出电压确定电路的基本配置的电路方框图。现参见图2，电阻器R3和R4为对输出电压Vreg进行分配以生成信号Vin的分压器。信号Vin被输入比较器CMP5的倒相输入端。恒电流源16和N型MOS晶体管NMOS3在二极管连接中构成参考电压发生器电路。因为二极管连接中的N型MOS晶体管NMOS3的电压-电流特性展示出平方律特性，使从恒电流源16馈送的恒电流i0流向N型MOS晶体管NMOS3的电压为参考电压Vref3。在恒电流源16、N型MOS晶体管NMOS3的漏极和N型MOS晶体管NMOS3的栅极的接点处产生参考电压Vref3。参考电压Vref3与比较器CMP5的非倒相输入端连接。比较器CMP5比较信号Vin和参考电压Vref3并生成一个向卫星装置指令正常操作模式的启动信号。当Vin＞Vref3时，启动信号＝L(低)。响应于L启动信号，卫星装置确定输出电压Vreg为2.5V并将其自身带入停机状态或待机模式。当Vin＜Vref3时，启动信号＝H(高)。响应于H启动信号，卫星装置确定输出电压Vreg为2.2V并将其自身带入正常操作模式。
实际上，提供用于用图3所示的滞后特性确定输出电压Vreg的电路更佳。图4为提供有较佳的滞后特性的输出电压确定电路的电路方框图。在图4中，和图2中所使用的相同的标号指定相同的构件且为了简便省略对它们的重复说明。图2中输出电压确定电路提供有一参考电压Vref3。相反，图4中的输出电压确定电路用两个传输门电路17和18在两个参考电压VrefL和VrefH(VrefL＜VrefH)上变化。传输门电路17和18用比较器CMP5的输出和通过用倒相器19将比较器CMP5的输出反相所获取的信号控制。因为当启动信号＝L时传输门电路17导通而传输门电路18截止，确定电路的参考电压被设置于VrefL。因为输出电压Vreg稍后下降，使得Vin＜VrefL，启动信号变成H，传输门电路17变为截止而传输门电路18变成导通，将确定电路的参考电压设置在VrefH。因为输出电压Vreg在此状态下上升使得Vin＞VrefH，启动信号变成L，传输门电路17变成导通而传输门电路18变成截止，将确定电路的参考电压再次设置在VrefL。
参考电压VrefL和VrefH可以通过以与图2中的参考电压Vref3相同的方式组合恒电流源和N型MOS晶体管或由带隙参考电路和这种合适的装置形成。对应于图3中所述的滞后特性，可以分别将参考电压VrefL和VrefH设置在2.2×R3/(R3+R4)和2.4×R3/(R3+R4)。
根据第一实施例，卫星装置监控输出电压Vreg并确定卫星装置被指令处于正常操作模式还是停机状态或待机模式中。因为卫星装置中的振荡器电路在停机状态中或待机模式中停止，抑制了电流消耗。在卫星装置中，在停机状态或待机模式中只有用于确定输出电压Vreg的电路工作。虽然操作振荡器电路消耗约几百μA的电流，用于确定输出电压Vreg的电路中的电流消耗可以被抑制在几μA左右，因为输出电压确定电路不必以高速操作。因此，根据第一实施例，大大减少了停机状态或待机模式中的电流消耗。
因为通过开关电源的输出线传送指示正常操作模式或其它模式的信号及所有其它数据，不需要用于传送信号的布线和用于传送数据的布线。
虽然结合用于停机状态和待机模式的高输出电压Vreg及用于正常操作模式的低输出电压Vreg进行了说明，也可以将高输出电压Vreg分配给正常操作模式而将低输出电压Vreg分配给停机状态和待机模式。虽然在上述说明中输出电压Vreg的值被设置在2.2V和2.5V，也可以将输出电压Vreg设置成其它值。为了更便于卫星装置区分两个输出电压Vreg，优选在卫星装置能操作的范围内加大输出电压Vreg之间的差。
第二实施例因为根据第一实施例的信号传输方法是基于使用图15所述的振荡器电路，根据第一实施例的信号传输方法不可能在振荡器电路OSC的一个振荡周期传送两个或两个以上位。下面将说明便于在振荡器电路OSC的每一振荡周期传送m位的根据第二实施例的信号传输方法。要传送的数据被分成m位的数据段，且振荡器电路OSC的振荡周期由m位数据确定。图5中示出了用于确定振荡器电路OSC的振荡周期的电路。图5所示的电路取代在图15中由虚线围绕的电路块40。在图5中，与图15中使用的相同的标号和符号用于指定相同的构件且为了简便省略对它们重复说明。现参见图5，分别将恒电流电路22-2m、32-3m和开关SW22-SW2m、SW32-SW3m加到图15中的电路块40。图5中的开关SW11和SW21对应于图15中的SW1和SW2。如果将流过恒电流电路2j和3j(j＝2，...，和m)的电流值i2j和i3j调节成i2j＝j21×(1/2)j-1和i3j＝j31×(1/2)j-1，且开关SW1k和SW2k的导通/断开由为m位的第k位(k＝1，...，和m)的位bk的L/H确定，使得开关SW1k和SW2k对于位bk的L导通，而对于位bk的H截止，反之亦然，则m位数据以2m种方式改变用于为电容器CT充电和放电的电流。依靠以2m种方式改变的充电和放电电流，电源电压的脉动周期可以比图16中的t0、t3和t4更微小地变化，或可获得更多的脉动变化。换句话说，可传输数据量增加。为了检测到更多微小地变化的数据，图14中所示的解调器12的配置变得更复杂。虽然在要传送的数据量和解调器的复杂度之间存在折衷关系，可以根据应用本发明的情形确定到底要传送的数据量更重要还是解调器简单性更重要。
第三实施例图6为说明根据本发明的第三实施例的数据传输系统的整个配置的电路方框图。图6所示的电路通过省略用于将传送来自图11所示的电路的同步信号的信号线8来配置的。因为根据第三实施例的数据传输系统没有提供任何同步信号线，必需在接收方设置同步补充电路(参见非专利文献2)。根据第三实施例，不需要用于同步信号线8的布线面积。然而，由于提供同步补充电路，在接收方的电路尺寸大。也就是说，电路布局面积增加。虽然布线面积和电路布局面积之间存在折衷关系，可以根据应用本发明的情形确定到底要布线面积更重要还是电路布局面积更重要。
第四实施例图7为说明根据本发明的第四实施例的数据传输系统的整个配置的电路方框图。图7所示的电路通过从图12所示的电路中省去用于传送同步信号的信号线8来配置。虽然根据第四实施例布线面积减少，由于同步补充电路的提供，电路尺寸在接收方大。也就是说，电路布局面积增加。虽然在数据传输系统中布线面积和电路布局面积之间存在折衷关系，可以根据应用本发明的情形确定到底要布线面积更重要还是电路布局面积更重要。
权利要求
1.一种使用包括开关设备的开关电源的信号传输方法，所述方法包括用第一信号调制所述开关设备的开关频率，以将所述第一信号叠加到所述开关电源的输出线上；并改变所述开关电源的输出线上的电压电平，以通过所述开关电源的输出线传送第二信号。
2.如权利要求1所述的信号传输方法，其特征在于，当所述输出线上的电压电平处于预定值或在预定范围内时，不将所述第一信号叠加到所述开关电源的输出线上。
3.如权利要求1或2所述的信号传输方法，其特征在于，通过将扩展码叠加在要传送的信号上来产生所述第一信号。
4.如权利要求3所述的信号传输方法，其特征在于，所述开关频率由振荡器电路确定，所述振荡器电路用恒定电流使电容器在预定电压值之间充电和放电，且所述恒定电流值由通过将扩展码叠加到要传送的信号上所取得的信号中的连续m位数据改变，其中所述m为非负整数。
5.如权利要求1-4中任一项所述的信号传输方法，其特征在于，所述开关电源包括第一DC-DC转换器。
6.如权利要求5所述的信号传输方法，其特征在于，第二DC-DC转换器与所述开关电源的输出线连接，而所述第一和第二信号用于控制所述第二DC-DC转换器。
7.如权利要求1-6中任一项所述的信号传输方法，其特征在于，通过不同于所述开关电源的输出线的信号线来传送用于同步被叠加在所述开关电源的输出线上的所述第二信号的同步信号。
全文摘要
根据本发明的数据传输方法将扩展码加到要传送的数据上以同步第一信号，根据所述第一信号改变开关电源的开关频率以通过所述开关电源的输出线将所述第一信号传送至多个半导体装置(卫星装置)，并改变所述输出线上的输出电压电平以将第二信号传送至卫星装置并将所述第二信号用于控制和指令所述卫星装置，将所述卫星装置例如从停机状态或待机模式切换至正常操作模式，以使所述卫星装置可接收所述第一信号。根据本发明的数据传输方法用静态装置监控所述输出线上的电压电平，促进降低在停机状态或待机模式中卫星装置中的功耗。根据本发明的数据传输方法还促进减少布线面积，获得高耐噪声能力并减少辐射噪声。
文档编号H04L7/04GK1909395SQ20061011093
公开日2007年2月7日 申请日期2006年8月3日 优先权日2005年8月4日
发明者西尾春彦 申请人:富士电机控股株式会社