用于脉冲位置调制多源系统的最大似然解码器的制作方法

专利名称：用于脉冲位置调制多源系统的最大似然解码器的制作方法
技术领域：
本发明涉及最大似然解码领域，特别是用于使用脉冲位置调制的多源系统。

背景技术：
使用最大似然准则的接收机也被叫做ML(最大似然)接收机，众所周知在通信领域中当传输信道为高斯信道时这种接收器是最优的。例如在J.G.Proakis的著作名为“Digital communications(数字通信)”的书里，第4版，第242-247页，可以找到对这种接收器的描述。特别是最大似然接收机已经被考虑用于移动通信领域中。为了消除MAI(多址干扰)，可以采用能够对传输信道中不同用户发送的符号同时解码的ML接收机(多用户ML接收机)。可见，依照最大似然准则对这些用户发送的符号的估计过程就相当于在一个网络中的点中查找哪个最接近在一个MK维空间中代表接收信号的点，其中M是K个用户所使用的调制维度。这些点的网络由不同用户的调制星座产生。这种方法由于高阶指数K很快变得复杂，因此，通常采用一种名为“球形解码”的解码方法，它将搜索最近的邻居的范围限制在属于以接收到的点为中心的噪声球内的网络中的点。在E.Viterbo等发表于IEEE信息理论学报，第45卷，第1639-1642页，1999年7月，名为“A universall attice code decoder for fading channels(一种用于衰落信道的通用lattice码解码器)”的论文中，可以找到关于球形解码器的描述。球形解码被应用于使用PAM或QAM类型调制星座的系统中。
近来，球形解码被提议用于实现MIMO(多输入多输出)系统接收机。MIMO系统指的是一种通信系统，其中至少有一个发射机通过多个天线传输信息符号。接收机可以只有单个天线(MISO系统，是多输入单输出的缩写，目前使用的更多)或者多个天线，这里使用的术语MIMO不作区分地指代这两种配置。
在MIMO系统情况下，点的网络由不同天线传输符号所使用的调制星座产生。在M.O.Damen等的发表在IEEE信息理论学报第49卷，第10期，2389-2402页，2003年10月上的名为“On Maximum-Likelihood detection and the search for theclosest lattice point(基于最大似然检测和查找最接近的栅格点)”的论文中可以找到用于MIMO系统的球形解码的实施方式的例子。在该球形解码器中，仅仅考虑了PAM和QAM调制器。
在接下来的描述中，一般术语多源也同样地指定多用户配置为MIMO配置。容易理解，在第一种情况下，源表示到达或来自不同用户的符号流，并且在第二种情况下，表示不同天线发射的符号流。显然，当多个用户终端是多天线类型时这两种情况可以合并。此外，假定符号流是同步的。
球形解码ML接收机将被描述为在K个用户情况下，每个用户k∈{1，..，K}通过ik天线传输信号到接收机，即，源的总数为收到的信号可以表示为向量形式 x＝Ha+n (1) 其中，x是P′维的判定变量的向量，其中P′等于接收机的天线的数量乘以每个接收天线观测到的判定变量的数量，例如每个天线分离出的路径数量。
a是PM大小的向量，由向量a(1)，a(2)，..，a(P)级联获得，每个向量a(p)，p∈{1，..，P}是第p个源传输的信息符号的向量表示，其维数M等于调制使用的维度； H是P′×PM大小的矩阵表示传输信道，它特别描述了用户之间和不同天线的路径之间的干扰。
n是P′维的向量，它的分量为影响接收信号的中心加性高斯白噪声的样本。
最大似然接收机估计向量

，使得与接收到的向量之间的方差‖x-Ha‖2最小，例如 其中CP是P个源的各自星座的生成星座。
可见，表达式(2)也可以写为以下形式 其中z＝QTx并且 其中Q和R分别是由矩阵H经过QR分解得到的一个P′×P大小的单位矩阵和一个P×P大小的上三角矩阵，换句话说RTR＝HTH。
对于PAM或QAM星座，仍有可能通过基本线性运算l，后面我们会忽略它，最终达到这种情况，此时生成的星座点是ZMP的元素，其中Z是所有相关的整数，M是调制星座的维度。向量Ra可以表示为生成矩阵R的网络Λ中的点。
球形解码就在于在一个以代表接收信号z的点为中心的球内部(在一个MP维空间内)执行最接近的邻居的搜索。在这个球内包括的Λ中的点中执行该搜索。
候选点被连续选择(或列举)的方式是解码算法性能的关键。有两种列举技术是根本上已知的，第一种叫Pohst，第二种叫Schnorr-Euchner。
首先说明使用Pohst列举法的球形解码。
为了便于解释，假设调制采用PAM方式，换句话说认为空间是P维的。也可以应用于QAM调制，此时空间为2P维的。
搜索被一维一维的进行，或者根据通常技术，通过在每层中选择Λ中候选点的坐标一层一层的进行。
第P层对二次型距离(quadratic distance)(3)的贡献简单等于 (zP-rP，PaP)2(4) 同样方式，P-1层对该二次型距离的贡献表示为 (zP-rP-1，P-1aP-1-rP-1，PaP)2 (5) 并且，一般来说，第i层的贡献表示为 (zi-ri，iai-Ei)2(6) 其中Ei定义为如果Ti表示连续层i+1，...，P的贡献，通过递减循环可以得到 Ti-1＝Ti+|zi-Ei-ri，iai|2 (7) 其中TP＝0。
根据前面的约定，在二次型半径(quadratic radius)为d的球中搜索相当于为每个层决定Z的ai的数值使其满足 (zi-ri，iai-Ei)2+Ti≤d其中i＝P，...，1 (8) 或者等同的形式 最后，如果PAM星座是环绕M′的，其中M′是2的幂，并且如果上面提到的线性变换是l(m′)＝2m′-1-M′其中m′∈{1，..，M′}，搜索范围可以减少为属于区间[Ai，Bi]的奇整数，其中

和
其中

是大于x的最小整数，

是小于x的最大整数。
这种搜索区间的减少实际上相当于在(9)式中定义的区间和星座在讨论中的维度上的投影之间的交集。
每个层的有效区间这样定义。它考虑了高一层为数值ai已经作出的选择，给出了在该层可允许的最大偏移。
图1表示了一种简单情况当P＝2而且M′＝4时球形解码器的原理。该球以十字表示的点z为中心。产生的星座的点C2用整个圆表示。第2层的有效区间[A2，B2]正是球的投影和星座的投影的交集，这里[A2，B2]＝[-3，3]。有效区间[A1，B1]则由数值a2在区间[A2，B2]中的选择决定。由此可见在图示的例子里，因为a2＝1，有效区间[A1，B1]＝[-3，1]。
图2表示了一种使用Pohst列举的球形解码方法的流程图。
在步骤210，执行层序号、中间变量和球的搜索半径的初始化，即；i＝P；TP＝0；EP＝0；d＝D，其中D是搜索球的初始二次型半径。D是作为噪声功率估计的函数被选择的。
在步骤220，测试是否Ti>d，换句话说，是否区间减少成了空集。如果是，在223测试是否i＝P并且如果为是，算法在225终止。如果为否，i增加1，并且移动到步骤230。
如果Ti≤d，在230根据公式(10)计算边界Ai和Bi，并且根据(10)初始化ai为ai＝Ai-2。
在步骤240，ai增加2并且在250测试相应点是否还在区间内，即ai≤Bi。如果否，回到测试223，如果是，在260测试是否i＝1。如果否，移动到步骤263，在此i减1并且计算新的数值Ei-1和Ti-1。另一方面，如果到达了最低层，i＝1，在270加上这个最后层的贡献来获得选择的候选点到点z的距离，即在280将这个距离与当前的二次型半径d比较。如果更小，使球的半径减小，结果并且更新最佳候选点在所有情况下，都返回到步骤240。
以上详述的算法通过从较低的边界向较高的边界逐层扫描有效层的区间来执行搜索，最快的扫描在最高层(i＝P)执行，最慢的在最低层(i＝1)。在每次选择一层中的候选点的新坐标时，高层的有效区间的边界就被重新计算。此外，每当到接收点的距离得到改进就立刻更新球的半径，这使得搜索被加速。最后，算法的输出向量就是星座产生的最接近接收点z的点。
使用Pohst列举的球形解码由于系统从较低边界扫描有效区间因此相当慢。
使用Schnorr-Euchner列举的球形解码比起前面的解码相当快了。它基于更有效率的原理，从一个对应于传输信号的第一估计值的生成星座的点

来实现搜索。更准确地说，这个点是通过ZF-DFE类型均衡得到的从后(低)一层减去因为这一层(一个用户)造成的干扰，每层的结果都被球形解码器采用。
例如，从第P层开始 同时 eP＝zP/rP，P ei＝(zi-ξi)/rii并且其中i＝P-1，...，1(11) 其中round(y)表示最接近y的奇数相关整数(具有前面线性变换l的形式)。每层i对网络的点a到接收点z的二次型距离作出的贡献为di＝rii(ai-ei)2。
搜索最接近的邻居是通过在每个层i中连续考虑坐标等来实现的，其中容易理解，因此从

开始在这个估计值的任意一边沿Z字形前进的同时一定保留在有效区间以内。
图3表示使用Schnorr-Euchner列举的球形解码方法的流程图。
在步骤310，初始化层序号、中间变量和球的搜索半径，即i＝P；ξP＝0；TP＝0；d＝D，其中D是搜索球的初始化二次型半径。在步骤320，执行ZF-DFE均衡时ei＝(zi-ξi)/rii，并且决定初始化坐标值以及初始搜索方向 在步骤330，测试该点是否在球内，换句话说是否Ti+rii(ai-ei)2<d。如果否，移动到步骤350。如果是，在340校验它是否的确在星座内，换句话说是否|ai|≤M′-1。如果否，移动到步骤380。
如果候选点ai在有效区间内(球和星座交集的投影)，在345测试是否达到了最低层，i＝1。如果是，在360中继续。
如果否，在347中更新中间变量Ti-1＝Ti+rii(ai-ei)2，并且i增加1。然后回到步骤320。
在350进行测试是否i＝P。如果是，算法在355终止，如果否，移动到步骤370，使i增加1。
在步骤345，如果i＝1，达到了最低层并且已经找到了候选点。加上这一层的贡献来获得选择的候选点到点z的距离，即在360比较这个距离和当前二次型半径d。如果比d小，更新这个距离

并且在365更新最近的邻居在所有情况下通过370使i增加1。
最后，在步骤380，通过ai＝ai+δi更新ai，同时δi＝-δi-2sgn(δi)并且回到步骤330。
图4A和4B用示意图表示了分别根据Pohst列举和Schnorr-Euchner列举扫描点的过程。已经假定了星座是4-PAM并且源P的数量是3。这些不同的线相当于依照P＝3维的投影。z的分量用十字表示，PAM调制星座的点用圆来表示。两种情况下，算法连续通过的分支用标记(1)，(2)等标注出来。
尽管球形解码已经成为了PAM和QAM调制的很多研究主题，但是近来才刚刚被设想用于PPM(脉冲位置调制)调制。在C.Abou-Rjeily等所著名为“MIMO UWB communications using modified Hermite pulses(使用改进的Hermite脉冲的MIMO UWB通信)”发表于IEEE的关于个人、室内和移动通信的第17届年度国际会议论文集(PIRMC’06)的论文中提议，将用于这种调制类型的球形解码应用于脉冲类型UWB MIMO系统。可以想到脉冲UWB系统是一种在基带使用非常短(几皮秒的等级)的脉冲帧进行传输的系统。传输的符号属于一个调制字母表M-PPM或者，在更通常的形式下，属于一种混合调制M-PPM-M’-PAM。调制字母表里最基本的是MM’。对于每M个暂时位置，M’个调制幅度都是可能的。这个字母表中的一个符号a可以表示为一个序列am，m＝0，...，M-1同时am＝δ(m-μ)α，其中μ是M-PPM调制的位置，α是PAM调制的幅度，δ(.)是Dirac分布。每个PPM或者PPM-PAM符号调制了暂时位置和，如果需要，帧的单元脉冲的暂时位置和幅度。
可以考虑一个符号M-PPM(分别为M-PPM-M’-PAM)作为M维的向量，其中只有一个分量等于1(分别为α)其他的为0。与QAM调制不同，PPM或PPM-PAM符号的分量因此不是独立的。
如果假设P源传输PPM符号，需要考虑的信号空间为MP维。在这个空间里每个源用一层表示，它本身由PPM或PPM-PAM符号的M个暂时位置(或子层)组成。
上述论文描述的球形解码建议以M个连续层的联合形式来处理，因为它们之间具有相互依赖性。
关系式(8)现在被连接M个连续子层的约束条件取代，例如对于第p层 其中 z(p)是z的子向量，表示接收信号，换句话说向量z是由每个对应一个源的P个向量z(1)，...，z(P)级联形成，

表示这个源发射的PPM或PPM-PAM符号的第m个分量。
函数f被定义为f(p，m)＝(p-1)M+m； Tp是层p+1，...，P的二次型距离的贡献之和。
对于每个源p，设定传输只发生在一个单独位置c(p)∈{1，...，M}，表达式(12)可以重写为以下形式 其中或者以更紧凑的形式替换 其中，向量a，类似向量z，是由P个向量a(1)，a(2)，...，a(P)级联形成的，向量a(p)是由分量m＝1，..，M组成； R(i，j)是R的M×M子矩阵，由元素rm，m′构成，其中m＝(i-1)M+1，...，iM并且m′＝(j-1)M+1，...，jM；对于一个给定的矩阵Ω，Ω.，k通常指该矩阵的第k列；E.，p就是矩阵E的第p列，并且定义为 从表达式(14)容易理解对应源p的M个子层被联合处理了。特别是，每个分量

的有效区间的边界被同时确定了。这些边界依赖于已经为高层选择的候选点a(p+1)，..a(P)。
在这个球形解码中使用的列举技术可以被认为是Pohst列举的扩展。每个层的暂时位置从较低边界被逐个扫描，每层谨慎地只选一个位置。解码的收敛相对来说因此较慢。
此外，由于子层，换句话说同一层中的PPM位置不是独立的，Schnorr-Euchner类型列举技术的直接应用绝不是不重要的。
本发明的目的就是提出一种用于多个PPM源的球形解码方法，其收敛速度比已知的现有技术快得多。


发明内容
本发明限定为用于最大似然接收机的球形解码方法，该接收机用于从多数P个源接收PPM符号，每个源在M个调制位置发射PPM符号流，P个源同时发射的P个PPM符号被表示为被分解成P个层的MP维传输的信号空间中的调制生成星座中的点，每层表示这个源发射的PPM符号的M个可能的调制位置，所述接收机接收的信号被变换为表示该信号的点，被成为为接收点，在传输信号的空间内，所述方法在一个给定二次型半径的球内确定生成星座的点中最接近接收点的那个点。依照所述方法，对每个序号为p的层 (a)考虑作为比层p更高的层的P-p先前的层中估计的PPM符号，执行在所述层中接收信号的ZF-DFE均衡； (b)在一个表中对所述层的M个PPM符号进行分类，作为它们对到接收点的二次型距离作出的贡献的函数； (c)选择作出最低贡献的PPM符号并将这个贡献加到先前的层获得的贡献，从而得到一个贡献的总和； 重复步骤(a)，(b)，(c)直到达到最低层；并且 如果所述贡献的和小于球的二次型半径，则更新球的二次型半径以及所述最接近点。
方便的是，如果对一个给定层和该层中选择的PPM符号，所述贡献的和超过球的二次型半径，则转到高一层并在这一层从与之相关联的表中选择随后的符号。
如果所述相关联的表中所有的符号都已经被选择过了，则转到更高一层在该后层中从与之相关联的表中选择随后的符号。
如果已经达到最高层，并且已经选择了所述层的所有PPM符号，或者所述层为被选的符号计算的贡献超过了球的二次型半径，则通过提供最近点来结束解码方法。
依照实施例，获得以最大似然这种方式估计的序号分别为1，...，P的各个源的PPM符号作为表示所述最接近点

的具有MP个分量的向量的其中M个分量的子向量 按着下述方式计算序号为p的层的贡献dp，p∈{1，..，P} 同时E(p)＝R(p，p)ηp其中 R(p，p)是大小为MP×MP的上三角矩阵R的对角线上的大小为M×M的第p个子矩阵，其通过表示P个源和所述接收机之间的传输信道的矩阵H的QR变换得到； ηp是在层p的ZF-DFE均衡的结果；

是矩阵R(p，p)的第m列，其中m∈{1，...，M}是在层p中选择的PPM符号的调制位置；并且‖Ω‖2＝ΩTΩ。
层p的PPM符号的位置m∈{1，...，M}排序可以通过让这些符号依照这个值排序来达到 层p作出最低的贡献的PPM符号对应于以如下方式得到的调制位置pos(p) 本发明进一步定义了最大似然接收机，用于从多数P个源接收PPM符号，其包括匹配于源和接收机之间的传输信道以及如果需要匹配于在发射中使用的时空编码的滤波器，所述接收机进一步包括球形解码器装置。用于实现上述的球形解码方法的步骤，该球形解码器的输入端接收所述匹配的滤波器的输出。



本发明的其他特点和优势通过阅读本发明的优选实施例和参考如下附图可以变得更清楚。
图1说明了用于具有两个PAM源的系统的球形解码的原理； 图2表示了现有技术中已知的第一种球形解码算法的流程图； 图3表示了现有技术中已知的第二种球形解码算法的流程图； 图4A和4B说明了第一种和第二种球形解码算法分别使用的扫描点过程； 图5表示了依据本发明实施例的球形解码算法的流程图； 图6表示了通过依据本发明的球形解码算法产生的星座图过程的例子。

具体实施例方式 以下我们将考虑包括PPM符号的P个源的系统。调制字母表包括M个暂时位置。如上所述，符号的源可以是MIMO终端的天线发射的符号流，多个用户发出或接收的符号流，或者如果每个终端用户装备了多个天线就是这两种情况的结合。在通常情况下，其中ik是用户k的终端天线数目，K是用户数量。以下假设符号流用同步方式发射。这些符号流优选但并不是必须调制成脉冲UWB信号帧。
接收机适合于计算P′M判定变量，其中P′>P。例如，每个接收天线装备了适合于分离L个路径的Rake接收机，以及关于每个路径的PPM调制的M个暂时位置。判定变量则就是Rake接收机的输出P′M同时P′＝L.Pr，其中Pr是接收天线的数目。如果发射的时候使用了时空编码，在接收侧就要使用匹配这种编码的滤波器来分离不同的用户并且在这种情况下P′＝L.Pr.P。
在所有情况下，接收机接收的信号可以根据对应于P′M判定变量的值的P′M维的向量x来表示。向量x可以表示为，采用与等式(1)相同的记法，形式是x＝Ha+n，只是这里的向量n是P′M维，向量a是PM维，矩阵H大小为P′M×PM。向量a可以被看作P个子向量a(1)，a(2)，...，a(P)的级联，每个子向量和一个源相关联。矩阵H表示传输信道并且考虑多用户和多路径干扰。
如果R是PM×PM大小的矩阵，由矩阵H经过QR变换得到，z＝QTx是属于传输信号的空间的接收信号的完备信息(résumé)。球形解码就在于搜索点

其属于生成星座和以z为中心的噪声球的交集，并且到z的距离最小。我们这里说的生成星座是由基本PPM星座的所有位置产生的星座。接收机在生成星座的MP个点中，换句话说在由P个源发射的可能的PPM符号的MP种组合中，判定哪个符合最大似然准则。如前述，对于任意一个PM×PM大小的矩阵Ω，标记Ω(i，j)是R的大小为M×M的子矩阵，R由元素ωm，m′构成，同时m＝(i-1)M+1，...，iM并且m′＝(j-1)M+1，...，jM，其中1≤i，j≤P，并且

为矩阵Ω(i，j)的第(m，m′)个元素，换句话说 解码方法采用传输信号的ZF-DFE均衡。更准确地说，先计算 ep＝Vz其中V＝R-1 (15) 或者更简单的从最后一层开始(序号为P的层)，考虑矩阵R的上三角形状 其中V(p，p)＝(R(p，p))-1(16) 向量

是M维的，并且具有实数值。判断在特定距离最接近

的PPM符号

以下我们会详述。由此可见这种距离的最小化归结为搜索依据次序关系排序的

的一组分量中第一分量的序号。标记pos(P)表示这个分量的序号。z(P)的ZF-DFE估计正是其中IM是大小为M×M的单位矩阵，换句话说

是大小为M的向量，除了序号为pos(P)的分量为1，其他其分量为0。
标记

是MP大小的向量，其中前(P-1)M个分量为0，后M个等于

的对应分量。
从低层减去由层P带来的干扰，然后更准确的估计
或者替换一下，由于R和V是上三角阵 而且ZF-DFE估计正是其中，如前面所述pos(P-1)是经过排序操作之后的第一分量的序号。
经过这样逐层处理，在每个层p消除由P-p个高层带来的干扰。当P个层已经经受了ZF-DFE均衡，就得到了由

的级联定义的向量

其中p＝1，...，P。
这个向量可以表示为生成星座的点。从这个点开始搜索z的最接近的相邻点。搜索依照以下描述的列举方法在所述星座内继续进行。
从上面可见，对于每个层p都确定了最接近

的符号

为了简化符号，我们标记和该层对z和

之间的二次型距离的贡献可以写为 由于R是上三角阵。αp为PPM符号，m0∈{1，.M}，换句话说假设第p个源在m0位置传送PPM符号。对二次型距离的贡献可以表示为 同时E(p)＝R(p，p)ηp。
可以注意到当不同调制位置之间没有干扰，换句话说如果传输信道的冲击响应比这些位置之间的暂时距离要短，矩阵R(p，p)是对角矩阵，并且二次型距离dp等于被测的(m＝m0)PPM符号和源均衡的信号之间的二次型距离。
对于每一层，将PPM符号(换句话说PPM位置)根据它们对二次型距离的各自贡献进行分类。如上面所见，在这一层的候选的列举中的最先选择涉及 然后连续移动到作出越来越高的贡献的位置。
假设E(p)并不依赖于m，二次型距离dp的分类就等同于标量乘积的分类 结果 球形解码从最后一层(层P)开始。将这一层的PPM符号表作为它们对到接收点的二次型距离的作出的各自贡献的函数排好顺序。首先选择作出最低贡献的PPM符号，给出源P发射符号的估计。消除这个符号在所有低层产生的干扰。然后移动到紧接着的低一层并且对每层以这种方式重新开始。
更准确的说，对于一个给定的当前层将这一层的PPM位置表作为这些符号到接收点的二次型距离作出的贡献的函数按顺序排列。使用(21)或(23)选择作出最低贡献的PPM符号。从低层消除这里选择的PPM符号产生的干扰。
以这种方式逐层进行，在不同层选择的符号形成了分支。如果高层和当前层的贡献之和大于球的当前半径，则放弃考虑中的这条分支并转向当前层的高一层去选择新的PPM位置。相反，则继续这个分支直到达到序号为1的层。生成星座的点

和接收点之间的二次型距离由不同层的贡献之和得到。如果距离低于球的当前半径，半径和当前最佳点

被更新。更准确的说，球的新半径采用所述距离的值和 然后回到紧接着的上一层来从表中选择第二个PPM符号。从低层(这里是序号为1的层)消除这个符号产生的干扰，并且像前面那样向低层继续进行。
在每次向高一层上升时，按照表中的顺序从最低的贡献开始连续选择这一层中不同的符号。当表被用完时，换句话说当先前已经面测试过表中的M个符号了，转到紧接着的高一层。
以这种方式前进，随着向越来越高的序号的层连续上升，有效区间越来越窄(由于球半径被更新)，直到用完了根层(层P)的表，算法终止。在解码的输出中，最佳输出点

获得了到z的最小距离。点

提供了P个源传输的PPM符号的ML估计，即 图5用示意图的方式表示了依据本发明的多个PPM源的球形解码方法的流程图。
在步骤510，初始化层的序号为最高值，p＝P。初始化中间变量，特别是球的二次型半径d，d＝D，和P变量分别表示高达P个相应层的二次型距离的贡献的和 即σp＝0其中p＝1，...，P。
在步骤515，考虑先前的高层选择的符号

执行当前层p的ZF-DFE均衡。
在步骤520，依据(20)或(22)的次序关系，对这一层的PPM符号进行排序。这样得到一个顺序表L(p)并选择表中的第一个PPM符号。
在步骤525，更新σp，层p，...，P对到z的欧氏距离的贡献之和，即σp＝σp+1+dp。
然后测试这些贡献的和是否超过了球的当前的二次型半径d。如果是，保存当前的分支

就是毫无意义的，因为无论在随后的低层中选择什么符号都不可能得到最近的相邻点。然后移动到测试535。另一方面，如果σp低于所述二次型半径，移动到测试540。
在535，测试是否p＝P。如果是，算法在537终止，属于该网络的z的最近相邻点是

如果p≠P，在555使p和pos(p)增加1，即，移动到高一层并且如果存在，选择表L(p)中随后的PPM符号。
在560测试是否用完了表L(p)中的符号。如果是(pos(p)>M)，返回到测试535。如果否，更新对应于选择的新符号的dp的值并且返回到步骤525。实际上如果先前已经为不同的m＝1，...，M数值计算和存储了dp的值，就不必重新计算dp。
如果在530决定保存当前分支

在540测试是否该分支已经到达了最低层(p＝1)，此时得到的网络中的点改善了到z的当前距离并且移动到步骤550。另一方面，如果不是这种情况(p≠1)，在545移动到随后的低一层，然后返回到ZF-DFE均衡步骤。
在步骤550，更新球的半径，即d＝σ1并且更新最佳候选然后在步骤555中在增加p中搜索继续。
最佳候选点给出了P个源发射的PPM符号的联合ML估计
在生成星座内的球形解码进程在图6中说明。传输的符号的空间被划分成P个层，每层是M维。通过前面见过的ZF-DFE均衡获得的，每个层p中

的M个分量的每个PPM位置被表示在纵坐标上。
标记为(1)的分支是首先被测试的。在当前情况下，该分支进行到最低层并且改善到z的二次型距离。然后更新球的二次型半径d。转到第2层并且测试一条新的分支(2)。假设在这层(2)里选择了新的候选点，预先执行第1层的新的均衡。
被测试过的分支表示为(l)。可以注意到，当这个分支到达层p，高层和当前层P，P-1，..，p的贡献的和σp超过了球的当前二次型半径d。通过移动到高一层p+1并且在这一层选择表L(p+1)中随后的PPM符号来继续搜索(参见图5的步骤555)。然后更新贡献的和σp+1。如果这个和低于d，如果没有上升一个层则从一个新的分支(l+1)继续。
当达到最高层(参见图5的步骤535)并且用完了表L(P)中的符号或者层P的贡献超过了d，通过提供

终止解码算法。
在附录中给出了依据本发明可能的实施例的球形解码方法的伪代码。采用以下符号 0M是大小为M的0向量； ρ是大小为M的向量； e和E是大小为MP×P的矩阵，e的列给出了ZF-DFE均衡的结果； A是大小为M×P的矩阵，它的列是为不同层选择的PPM符号； Order是大小为M×P的矩阵，它的列给出了上面提到的每个层的序号表L(p) Diag(Ω)是由矩阵Ω的对角元素组成的对角矩阵； sort(ω)是由向量ω的分量按升序排列组成的向量。
以上描述的球形解码方法在工作于例如MIMO系统和/或多用户系统的多源系统中的ML接收机中用软件或硬件部件实现。优选的，一个源的PPM符号用于调制TH-UWB(跳时UWB)，DS-UWB(直接扩频UWB)或TH-DS-UWB类型的脉冲信号。这样调制的信号被例如传统UWB天线或激光二极管传输。
附录 Sphere decoding(inputz，R，P，M，D；
Step 1(Initialisation) Set k＝P+1；dist(k)＝0；V＝R-1；ρ＝0M；bestdist＝D. Step 2newdist＝dist(k)+ρTρ； if(newdist<bestdist)&(k≠1)go to Step 3 else go to Step 4 endif. Step 3ifk＝P+1，e.，k-1＝Vz else For i＝1，..，k-1， endfor endif. k＝k-1，dist(k)＝newdist， step(k)＝1，pos(k)＝Orderstep(k)，k，A.，k＝I.，pos(k)， Step 4if newdist<bestdist，bestdist＝newdist for i＝1，...，P， else if k＝P，terminate else k＝k+1 endif. step(k)＝step(k)+1， if step(k)>M，go to Step 4 endif， pos(k)＝Orderstep(k)，k，A.，k＝I.，pos(k)，
权利要求
1、一种球形解码方法，用于从多数P个源接收PPM符号的最大似然接收机，每个源在M个调制位置发射PPM符号流，P个源同时发射的P个PPM符号被表示为被分解成P个层的MP维传输的信号空间中的调制生成星座中的点(a)，每层表示这个源发射的PPM符号的M个可能的调制位置，所述接收机接收的信号(x)被变换为表示这个信号的点(z)，这个点被称为为接收点，在传输信号的空间内，所述方法在给定二次型半径的球内确定生成星座中的点中最接近接收点的那个点
其特征在于，对于序号为p的每个层
(a)考虑作为比层p更高的层的P-p先前层中估计的PPM符号，执行在所述层中接收信号的ZF-DFE均衡；
(b)在一个表中对所述层的M个PPM符号进行排序，作为它们对到接收点的二次型距离作出的贡献的函数；
(c)选择作出最低贡献(dp)的PPM符号并将这个贡献加到为先前层获得的贡献，从而得到贡献的总和(σp)；
重复步骤(a)，(b)，(c)直到达到最低层；并且
如果所述贡献的和小于球的二次型半径，则更新球的二次型半径和所述最接近点。
2、如权利要求1的球形解码方法，其特征在于如果对一个给定层和在该层中选择的PPM符号，所述贡献的和超过球的二次型半径，则转到高一层并在这一层从与之相关联的表中选择随后的符号。
3、如权利要求2的球形解码方法，其特征在于如果所述相关联的表中所有的符号都已经被选择过了，则转到更高一层以便在该后层中从与之相关联的表中选择随后的符号。
4、如权利要求2或3的球形解码方法，其特征在于如果已经达到最高层，并且已经选择了所述层的所有PPM符号，或者所述层为被选的符号计算的贡献超过了球的二次型半径，则通过提供所述最接近点
来终止解码方法。
5、如权利要求4的球形解码方法，其特征在于获得以最大似然这种方式估计的序号分别为1，...，P的各个源的PPM符号，作为表示所述最接近点
的具有MP个分量的向量的其中M个分量的子向量
6、如前述权利要求之一的球形解码方法，其特征在于按着下述方式计算序号为p的层的贡献dp’p∈{1，..，P}
同时E(p)＝R(p，p)ηp，其中
R(p’p)是大小为MP×MP的上三角矩阵R的对角线上的大小为M×M的第p个子矩阵，其通过表示p个源和所述接收机之间的传输信道的矩阵H的QR变换得到；
ηp是在层p的ZF-DFE均衡的结果；
是矩阵R(p，p)的第m列，其中m∈{1，...，M}是在层p中选择的PPM符号的调制位置；并且‖Ω‖2＝ΩTΩ。
7、如权利要求6的球形解码方法，其特征在于层p的PPM符号的位置m∈{1，...，M}排序是通过让这些符号依照值排序来达到
8、如权利要求7的球形解码方法，其特征在于层p作出最低的贡献的PPM符号对应于以如下方式得到的调制位置pos(p)
9、一种最大似然接收机，用于从多数P个源接收PPM符号，其包括匹配于源和接收机之间的传输信道以及如果需要匹配于在发射中使用的时空编码的滤波器，其特征在于进一步包括球形解码器，该球形解码器包括用于执行依照上述权利要求之一的球形解码方法步骤的装置，该球形解码器的输入端接收所述匹配的滤波器的输出。
全文摘要
本发明涉及于脉冲位置调制多源系统的最大似然解码器，提供一种球形解码器，用于从多数P个源接收具有M个调制位置的PPM信号的最大似然接收机。该球形解码器使用Schnorr-Euchner类型的列举，该列举适合于对多维PPM调制的点进行分类。
文档编号H04L1/06GK101453305SQ20081010030
公开日2009年6月10日 申请日期2008年2月26日 优先权日2007年2月27日
发明者C·阿博赖利 申请人:法国原子能委员会