无线通信装置的编码及调制方法、以及解码方法

专利名称：无线通信装置的编码及调制方法、以及解码方法
技术领域：
本发明涉及经由无线传输路径进行数据收发的无线通信装置的编码及调制方法、
以及解码方法。
背景技术：
作为移动通信等无线通信方式，如何恰当地组合编码方式以及调制方式来实现高 效的、即接近作为理论极限的香农(Shannon)极限的通信的课题攻关，多年来长久不衰。为 此，已知采用了特性良好的编码(纠错编码)方式，在1990年代中期出现的CDMA(码分多 址)方式的IS-95标准中，通过使用约束长度9(k = 9)的巻积编码和维特比解码，实现低 SNR (信噪比)中的通信，并且使系统容量跨越性地增大。并且，在第三代移动通信IMT-2000 以及作为其改进系统的HSPA(High Speed Packet Access) 、 EV-DO等中，作为纠错编码方 式采用了 Turbo编码以及重复解码。并且，在下一代系统中，也正在研究采用LDPC(Low Density Parity Check)码等。在这些IMT-2000的改进系统中，为了实现高速数据通信采 用了多值调制方式。作为多值调制方式，规定了 8PSK、16QAM、64QAM等，通过一个符号可以 传输的位数分别为3、4、6位。在解调这些多个位时，为了提取更多的信息量，作为位的分配 (映射)方法采用了Gray映射。Gray映射如图29 (a)、图29 (b)所示，在相邻的信号点(符 号)之间以仅l位不同的方式进行位的分配(映射)，具有通过单个解调器(解映射器)能 够取出的信息量达到最大的特征，因此被广泛采用。 可以说以上的方法是分别独立地追求针对调制的解调处理和针对编码的解码处 理的特性的方法。与此相对，提倡了 BICM-ID(Bit Interleaved Code (Modulation with Iterative Decoding)技术(非专利文献1)，并正受到关注。BICM-ID是重复执行针对调制 的解调处理和针对编码的解码处理，以包含解调处理和解码处理的形式执行将一个处理结 果在下一次的另一处理中进行参考的、所谓的Turbo信号处理方式的技术。根据BICM-ID 技术，如(非专利文献2)所示，显然并不是改善编码方式以及调制方式中的各个单个方式 的特性，而是通过取得两者特性的整合(匹配)可以实现优秀的特性。
根据(非专利文献2)可知，在作为编码方式使用了约束长度3& = 3)、编码 率1/2(1 = 1/2)的巻积代码的情况下，在采用了与Gray映射相比单体的特性较差的调 制方式、即被称为MSP(Modified Set Partitioning,图30)的映射方式的情况下，作为 BICM-ID，能够发挥比采用Gray映射时优秀得多的特性。此外，根据(非专利文献3)可知， 通过作为编码方式使用约束长度2(k = 2)、编码率1/2 (R = 1/2)的巻积代码，作为调制方 式组合了图32所示的被称为扩展映射(extended m即ping)的、与原本能够映射的位数相 比分配更多位的特殊映射的BICM-ID，得到优秀的特性。使用在(非专利文献4)中提出的 EXIT (Extrinsic Information Transfer)分析，在(非专利文献2)、(非专利文献3)中说 明了在这些各个文献中所示的BICM-ID发挥优秀的特性。 另一方面，在(非专利文献5)等中表示了使用所述的LDPC代码等单个也具有优 秀特性的代码的BICM-ID方式。
非专禾U文献lX丄i and J. A. Ritcey，"Bit-interleaved coded modulationwith iterative decoding, ，， IEEE Communications Letters, vol. 1，pp.169171,1997
非专利文献2F. Schreckenbach， N. Gortz， J. Hagenauer and G. Bauch， "Optimized Symbol Mappings for Bit-Interleaved Coded Modulation withlterative Decoding," IEEE GL0BEC0M 2003， pp.3316-3320,2003.非专禾U 文献3化Henkel， "Extended M卿ings for Bit-Interleaved CodedModulation， " IEEE P皿C 200非专利文献4jS. ten Brink, "Convergence Behavior of Iteratively DecodedParallei Concatenated Codes,"IEEE Transactions on Communications, Vol. 49， No. 10， pp.1727-1737， October 200非专禾U 文献5S.ten Brink, G. Kramer, and A.Ashikhmin，
"Design ofLow-Density Parity-Check Codes for Modulation and Detection, ，， IEEETransactions on Communications, Vol. 52， No. 4， April 200
发明内容
(非专利文献2)、(非专利文献3)所示的巻积编码，约束长度短到3或者2，作为 单个代码，与在所述IS-95中采用的巻积代码相比特性较差。此外，(非专利文献2)所示 的调制方式MSP，单个特性也比Gray映射差。并且，在(非专利文献3)中采用的扩展映射 (Extended Mapping)，是一种即使在完全没有噪声的情况下，也无法通过单个解调器(解 映射器)没有错误地对各个位进行解调的调制方式。尽管如此，根据在各个文献中所示的 EXIT (Extrinsic InformationTransfer)图表可知，解调器(解映射器)以及解码器的EXIT 曲线良好地匹配，作为进行BICM-ID的重复处理的结果，在收敛的点、即解调器的EXIT曲线 和解码器的EXIT曲线的交叉点的相互信息量大致为l，由此说明上述那些方式发挥了优秀 的特性。 说明(非专利文献2)所示的EXIT图表(图31)。在此说明的例子是作为编码方 式使用约束长度3、编码率1/2 (R = 1/2)的巻积编码，作为调制方式采用进行了 MSP映射 的16QAM多值调制的例子。EXIT曲线2300是解码器的EXIT曲线，EXIT曲线2302是解调 器的EXIT曲线。横轴是对解调器输入的相互信息量，纵轴是解调器输出的相互信息量。在 BICM-ID方式中，因为重复进行解调和解码，所以分别地横轴与解码器输出的相互信息量、 纵轴与对解码器输入的相互信息量相等。折线2304表示通过重复进行解调和解码，相互信 息量接近于1。即，解调器最初向解码器输出大约O. 37的相互信息量的信息，解码器通过对 该信息进行解码，对解调器输出大约0.41的相互信息量的信息。可知通过这样的重复，解 码器输出的相互信息量(横轴)收敛于l。作为参考，作为调制方式采用了Gray映射时的解 调器的EXIT曲线为EXIT曲线2306。此时，解调器输出的相互信息量大致恒定，在BICM-ID 中没有效果。(非专利文献3)所示的EXIT图表(图33)也相同。在此说明的例子是作为编码 方式采用约束长度2、编码率1/2 (R= 1/2)的巻积编码，作为调制方式采用图32所示的进 行了扩展映射的16QAM多值调制的例子。EXIT曲线2500是解码器的EXIT曲线，EXIT曲线 2502是解调器的EXIT曲线。横轴是对解调器输入的相互信息量，纵轴是解调器输出的相互信息量。与图31相同，折线2504表示通过重复进行解调和解码，相互信息量接近于1。
另一方面，根据图31、图33的EXIT图表可知，在解调器的EXIT曲线和解码器的 EXIT曲线之间，在交叉点以外的场所具有不小得距离。已知解调器的EXIT曲线和解码器的 EXIT曲线之间的面积对应于传输率的损失，该面积接近于0意味着传输率接近调制信号的 星座(constellation)制约中的香农极限。这可以如下理解。即，在解调器的EXIT曲线和 解码器的EXIT曲线之间存在距离，对应于从解调器(解码器)向解码器(解调器)输入的 信息包含很多冗余信息，由此相互信息量能够增大。换句话说，传输率降低。从该观点出发， 希望与(非专利文献2)、(非专利文献3)的BICM-ID方式相比传输率的损失小的BICM-ID 方式。因此，本发明的第一目的在于提供一种传输率损失小的BICM-ID方式。
此外，(非专利文献5)所示的BICM-ID方式继承了 LDPC代码的特性的优点，使用 EXIT曲线表示了传输率的损失极小。但是，因为使用LDPC代码等强力的代码，所以存在解 码器的处理量变大的缺点。因此，本发明的第二目的在于提供解码器的处理量小的BICM-ID 方式。 为了达成上述目的，在发送侧无线通信机中，通过以重复代码为基础的代码进行 编码，该重复代码被当作最简单的代码，经过更替编码后得到的各位的顺序的交织处理后， 执行基于非Gray映射、例如扩展映射(Extended M即ping)的多值调制，然后进行发送。此 外，在接收侧的无线通信机中，进行与上述映射对应的解调处理(解映射处理)，对解调结 果进行解交织，对进行了上述以重复代码为基础的代码的解码处理后得到的结果再次进行 交织，参照解交织后得到的解码处理结果执行所述解调处理，由此构成BICM-ID方式。
扩展映射由从1位向m位(m < 1)的位数削减处理以及非Gray映射构成，位数削 减处理，在根据交织后的多个位决定映射为1个符号的规定数量的位的至少一位的同时， 仅根据交织后的一位决定规定数量的位的至少一位。此时，希望交织后的多个位中的各个 位仅在决定特定的1个符号的特定的1位时使用，不会对进行非Gray映射的其他位造成影 响。 通过使解码方式和解调方式的EXIT曲线良好地整合(匹配)，可以进一步降低传 输速度的损失。由此，可以实现更加接近于香农极限的传输。 此外，另一方面，因为在编码中以重复代码为基础，所以可以降低解码器的处理 并且，另一方面，可以分离地进行非Gray映射的解调处理以及与位数削减处理有 关的解调处理，可以减少扩展映射的解调处理。由此，即使在使用多值数大的调制方式时， 也可以将扩展映射的解调处理中的处理量的增大抑制得较小。


图1表示本发明的发送侧无线通信机的结构、接收侧无线通信机的结构、天线以 及无线传输路径的关系。 图2说明第一实施例的发送侧无线通信机的结构。 图3说明调制器的结构，图3 (a)是歸M(l = 8)的例子，图3 (b)是64QAM(1 = 12)的例子，图3(c)是256QAM(1 = 16)的例子。
图4(a) 、 (b)表示调制器的第一映射的例子。
6图5(a)、 (b)表示调制器的第二映射的例子。 图6(a)、 (b)表示调制器的第三映射的例子。 图7表示第一实施例的解码处理的结构。 图8表示位削减处理解映射器的结构。 图9表示第一实施例的解码处理步骤。 图10表示第一实施例的解码处理步骤。 图11表示第一实施例的解码处理步骤。 图12表示第一实施例的解码处理步骤。 图13表示第一实施例的解码处理步骤。 图14说明第二实施例的发送侧无线通信机的结构。 图15表示第二实施例的解码处理的结构。 图16说明第三实施例的发送侧无线通信机的结构。 图17表示第三实施例的解码处理的结构。 图18表示第三实施例的解码器的处理步骤。 图19说明第四实施例的发送侧无线通信机的结构。 图20说明第四实施例的编码器的处理步骤。 图21表示第四实施例的解码处理的结构。 图22表示第四实施例的EXIT图表。 图23表示第四实施例的EXIT图表。 图24表示第四实施例的EXIT图表。 图25表示第四实施例的EXIT图表。 图26表示第四实施例的EXIT图表。 图27表示第四实施例的编码方式的例子。 图28表示第四实施例的传输率。
图29表示现有技术的Gray映射方式，图29 (a)是8PSK Gray映射的例子，图29 (b) 是16QAM Gray映射的例子。 图30表示现有技术的非Gray映射方式。
图31表示(非专利文献2)的BICM-ID方式的EXIT图表。 图32表示(非专利文献3)的扩展映射方式。 图33表示(非专利文献3)的BICM-ID方式的EXIT图表。 符号说明
1发送侧无 线通信机；2接收侧无线通信机；10基于重复代码的编码器；11交织
器；12调制器(映射器)；13解调器(解映射器)；14解交织器；15解码器；16交织器；21
串行并行转换器；22异或运算器；23并行串行转换器；24解复用器(De-MUX) ;25复用器 (MUX) ;30-l、30-2、30-3位削减处理映射器；31-l、31-2、31-3非Gray映射器;32I+Qj运算 器(正交调制器)；40QAM解映射器；41位削减处理解映射器



























具体实施例方式图1表示本发明的通信系统。在发送侧无线通信机1中，通过基于重复代码的编码器IO对信息位进行编码，通过交织器11进行从编码器IO输出的代码字内的位顺序的更 替，通过调制器12进行调制后从天线进行发送。另一方面，在接收侧无线通信机2中，通过 解映射器13对通过天线接收到的信号进行解调，使用解交织器14通过交织器11的逆处理 使位顺序复原，通过基于重复代码的解码器15进行解码。把通过解码器15进行解码后得 到的信号再次经由进行解交织器14的逆处理的交织器16提供给解映射器13，解映射器13 根据从解码器提供的信息输出精度更好的解调结果。如此，通过重复进行解映射器13、解交 织器14、解码器15、交织器16的处理，构成BICM-ID。
(实施例1) 图2表示第一实施例的发送侧无线通信机的结构。编码器10由只进行简单的重 复处理的位复制器20构成，将输入的信息位复制成dv位，经由交织器11、调制器12进行发送。 图3表示调制器(映射器)12的结构例。图3 (a) (c)所示的调制器12是进行 扩展映射的调制器的例子。图3(a)是将8位的代码字映射为16个符号的例子(16QAM(1 =8))，图3(b)是将12位的代码字映射为64个符号的例子(64QAM(1 = 12))，图3(c)是 将16位的代码字映射为256个符号的例子(256QAM(1 = 16))。分别由位削减处理映射器 30-1、30-2、30-3以及调制器(映射器)31-l、31-2、31-3构成。并且，在图3(c)的调制器 中，具有用于在复数平面上对I、 Q信号进行映射的正交调制器。在调制器12中，通过进行 位削减处理的子映射器30-l、30-2、30-3，按照预定的规则削减位。在16QAM(1 = 8)的例子 中，位削减处理映射器30-1被输入d0 d7的8位，输出4位。此时，输出d0、 dl、 d2三个 位的异或(ExOR) ;d3、d4两个位的异或；d5、d6的异或；以及d7自身。此时，为了在接收侧 解调处理中，即使在没有来自解码器的反馈信息的初次处理中也得到某种程度的信息，必 须原样不变地输出d7。关于64QAM(1 = 12)、256QAM(1 = 16)的例子也相同，在64QAM的 例子中将12位削减为6位，在256QAM的例子中将16位分为两组的8位，然后分别削减为 4位。 在图3中，位削减处理映射器30按照以下两个规则对交织后得到的代码字位(图 3(a)的例子中为d0 d7)进行位削减处理，得到削减位(在图3(a)的例子中为m0 m3)。
(1)代码字位的至少1位，不与用于削减位数的其他位进行运算，原样地进行调 制。在图3的例子中，16QAM(1 = 8)的位"d7"、64QAM(1 = 12)的位"dll"等相当于上述代 码字位的至少l位。
(2)通过各自不同的交织后得到的代码字的运算来得到削减位。在图3(a)中， d0 d2的位仅用于m0， d3 d4的位仅用于ml， d5 d6的位仅用于m2， d7的位仅用于 m3，不把各个交织后得到的代码字的相同位用于多个为得到削减位而进行的运算中。
图3 (a) 图3 (c)所示的位削减处理按照该两个规则，只要是按照这两个规则就 可以进行各种变形。将在后面叙述规则(1)(2)的含义。 从位削减处理映射器30-1 、 30-2 、 30-3输出的削减位被提供给调制器(映射 器)31-l、31-2、31-3来进行调制。在此，调制器(映射器)31-l、31-2、31-3的调制处理不 是所述Gray映射，而进行基于非Gray映射的调制。在本申请中，"非Gray映射"的含义为 不是"Gray映射"。使用非Gray映射的理由是为了在接收侧进行重复解码处理，在上述的 EXIT图表中成为收敛点的事前信息几乎完全，即为了使在完全确定了解调对象位以外的位
8的状况下输出的信息量变大。 在图3(a)的歸M(l = 8)的例子中，作为非Gray映射，例如可以使用图4(a)所 示的称为MSEW(Maximum Squared Euclidean Weight)的映射(非专利文献2)。例如可以如 图4(b)所示那样进行位的削减。此夕卜，在64QAM(1 = 12)的例子中，可以使用图5 (a)的映 射。虽然在图5(a)的映射中看不出规则性，但例如像图5(b)所示的那样进行位的削减，是 为了在EXIT曲线的右端得到大的信息量而进行搜索所得到的映射。在图3(c)的256QAM(1 =16)的例子中，不直接映射为QAM，而是在通过非Gray映射的16ASK的映射器31_3分别 对I、 Q进行调制后，通过I+jQ运算处理32生成了 QAM符号。作为非Gray 16ASK，可以使 用图6(a)所示的映射。图6(a)的映射也是通过搜索而得到的，没有特别的规则性。各个 位的对应例如可以像图6(b)所示的那样。 然后，使用图7说明第一实施例的接收侧无线通信机2中的处理。解映射器13由 QAM解映射器40和位削减处理解映射器41构成。此外，经由解交织器14、交织器16，与解 码器15(变量节点解码器)连接。如上所述，通过重复进行解映射器、解交织器、解码器、交 织器的处理来实施解码处理。位削减处理解映射器41可以由检查节点解码器构成。图8 的例子是与所述位削减处理映射器30-1以及30-3对应的结构例。 所接收到的信号，首先如图9所示，使用接收信号900以及事前(a priori)信息 902进行QAM解调处理，输出外部信息904。此时，在计算某位的外部信息的情况下，使用同 一符号的该位以外的位(m-l位)的事前信息和接收信号来计算外部信息。外部信息，一般 以对数似然比LLR(Log Likelihood Ratio)的形式输出。LLR是该位为0的概率与为1的 概率的比的对数表现，可以通过(数学式1)来表示。
数学式1<formula>formula see original document page 9</formula> P (b = 0)表示b为0的概率，P (b = 1)表示b为1的概率。 对同一符号的其他位也同样地进行解调，根据1个接收符号计算出m位的LLR然 后输出。在重复的初次，因为未得到来自解码器15的事前信息，所以设LLR为0。
如图10(a)所示，针对每一个接收符号将m位的LLR作为事前信息提供给位削减 处理解映射器41，进行解码处理。与图3所示的位削减处理映射器30-1、30-2、30-3对应 的解码器由检查节点解码器(图10(b))构成。检查节点解码器使用从QAM解映射器40提 供的事前信息1000以及从交织器16提供的事前信息1002，输出解码对象的位的外部信息 1004。此时，与从交织器16提供的该位有关的LLR不用于运算，关于来自交织器的其他位 的事前信息输入(1-1)位1002、以及从QAM解映射器40作为外部信息被输出、作为事前信 息被提供的m位1000，通过进行(数学式2)所示的运算来计算外部信息1004。
数学式2
<formula>formula see original document page 9</formula> Z ( ! w2 A w ) = 2 arctaoh n tanh 〃 其中，<formula>formula see original document page 10</formula> 本处理与作为LDPC代码的解码方式而已知的Sum-Product算法的检查节点解码 器处理相同。 更具体地说，在与图4 (b)所示的位削减处理映射器30-1对应的位削减处理解映 射器中，在与d0有关的外部信息的计算中，关于m0、dl、d2进行上述的(数学式2)的运算。 同样在与d4有关的外部信息的计算中，关于ml、m3的事前信息进行(数学式2)的运算。作 为与d7有关的外部信息，原样不变地输出关于m3的事前信息。在此，关于d7不受位削减 的影响，这对于实施本发明来说是极为重要的。即，在重复的初次中，因为没有从交织器16 供给事前信息(LLR为0)，所以如果不存在能够在没有来自交织器16的事前信息的情况下 输出外部信息的d7，则(数学式2)的处理的结果成为0，不会对解码器15提供解调结果。 于是，在位削减处理映射器30-1的情况下，在初次处理中向解码器只提供d7的解调结果。
通过以上的处理，从解映射器13针对每一符号计算出1位的外部信息，然后将其 提供给解交织器14。把通过解交织器更替顺序后得到的外部信息作为事前信息提供给解 码器15。解码器15通过与作为发送侧编码器10的位复制器20对应的处理来进行解码处 理。当假设位复制器20进行将l位复制为dv位的处理时，如图ll所示，作为事前信息从 解交织器14得到针对同一信号的dv个LLR，所以解码处理成为(数学式5)所示的变量节 点解码器(VariableNode Decoder)处理。
数学式5丄(％ +w2 + A +、) - 本处理与作为LDPC代码的解码方式而已知的Sum-Product算法的变量节点解码 器处理相同。此时也和所述检查节点相同，只对与成为外部信息的计算对象的位以外的位 有关的外部信息进行运算，所以通过执行dv次的根据dv-l位的事前信息计算1位的外部 信息(数学式5)的运算，计算出针对各个复制位的外部信息。 针对通过变量节点解码器计算出的1位，将dv个外部信息经由交织器16再次提 供给位削减处理解映射器41。如上所述，位削减处理解映射器41由检查节点解码器构成， 如图12(a)所示，根据1位的事前信息1200计算出m位的外部信息1202。更具体地说，如 图12(b)所示，关于在位削减处理时执行了 ExOR运算的多个位的事前信息1204，进行(数 学式2)的运算。在图4(b)的位削减处理映射器30-l的情况下，在关于m0的外部信息的 计算中使用d0、 dl、 d2的事前信息。关于ml，对d3、 d4进行运算，关于m3原样地输出关于
10d7的事前信息。把根据以上所述得到的针对每一符号的m位的外部信息提供给QAM解映射 器40，实施先前所述的图9的QAM解调处理。 以上，重复实施图9 图12的处理，在重复了足够使处理收敛的次数之后，解码器 15通过图13所示的处理计算各变量节点的解码结果。解码结果通过事后概率的LLR而得 到，所以通过(数学式5)运算全部dv位的事前信息，得到1位的信息位输出。
至此，根据第一实施例，可以通过仅仅组合了简单的重复编码以及扩展映射的极 为简单的结构来构成BICM-ID。如上所述，在BICM-ID中重要的是EXIT曲线的匹配性。作 为在第一实施例中使用的代码的重复代码的EXIT曲线，基本上成为右侧上升并且向下凸 出的形状(参照图22 26的虚线)。因此，在BICM-ID中对于重复代码匹配良好的调制方 式，也成为右侧上升并且向下凸出的形状。 通过图3所示的位削减处理映射器和基于非Gray映射的QAM映射器所构成的调 制器12，如图22 26的实线所示，具有右侧上升并且向下凸出的形状，通过与重复编码进 行组合，可以构成传输率损失小的BICM-ID。作为具有右侧上升并且向下凸出的形状的调制 方式，还可以通过在低SNR区域中使用基于多值数较大的非Gray映射的QAM来实现。此时， 当采用映射了每一符号本来可以传输的位数的两倍左右的位数的调制方式时，与重复代码 的EXIT曲线良好地匹配。 但是，例如在SNR = 20dB左右的环境中，理论上每一符号可以进行6位的传输， 所以为了使EXIT曲线成为右侧上升并且向下凸出的形状，需要将12位左右映射为l个符 号。于是，需要在本来通过64( = 2S)QAM可以传输的位数的传输中使用4096( = 212)QAM 这样的不现实的调制方式，这是不切实际的。虽然通过在64QAM中映射12位的扩展映射也 可以得到几乎相同形状的EXIT曲线，但是为了得到理想形状的EXIT曲线，需要通过(非专 利文献3)中揭示的搜索来设计映射。通过搜索得到的映射没有规则性，解映射器中的解调 处理需要对全部4096种可能性进行概率运算，处理量变得极大。在使用了图3 (c)所示的 256QAM(1 = 16)的调制方式时，也要在256QAM中映射12位，但通过I、 Q的正交性分离I、 Q，变换为两个16ASK的解调处理。如果组合位削减映射器30-3和非Gray 16ASK映射器 31-3来考虑，因为成为了扩展映射，所以关于I、Q分别具有256种组合，但在本发明中将其 分离为16ASK映射器31-3和位削减映射器30-3来构成，所以在16ASK的解映射处理中削 减为分别关于16种可能性的概率运算。此外，因为位削减解映射器41的处理对于I、 Q分 别进行8次(数学式2)的运算即可，所以可以通过极少的处理量实现解映射处理。与在编 码器中使用极简单的重复代码这样的特征互相结合，可以降低接收侧无线通信机中的解码 处理的处理量。 在图3(b) (c)的64QAM(1 = 12)以及256QAM(1 = 16)中，与(非专利文献3)相 同，使用了通过搜索导出的映射，但因为多值数分别为64、16(X2)比较少，所以所述概率 运算的处理量较少即可。 此外，更为一般的是，位数削减处理为了使图4(b)所示的位削减处理映射器30-1 的m0、 ml、 m2成为这样，根据交织后的多个位决定在非Gray映射调制器(31-1 、31-2、31-3 等)中映射为l个符号的规定数量的位中的至少一位。由此，具有即使在比较高的SNR中也 成为右侧上升并且向下凸出的形状的效果，所以作为非Gray映射调制器(31_1、31_2、31_3 等)可以采用多值数较小的调制方式。因此，组合了非Gray映射和所述位削减处理而得到的扩展映射，发挥在对应的解调器(解映射器)13中通过较少的处理量使EXIT曲线成为右侧上升并且向下凸出的形状的效果。此外，正如仅通过d7来决定图4(b)所示的位削减处理映射器30-1的m3那样，仅根据交织后的位中的一位决定在非Gray映射调制器(31-1、31-2、31-3等)中映射为1个符号的规定数量的位的至少一位。 由此，可以防止解调器(解映射器)13的EXIT曲线的左端完全成为0，即使在重复解码处理的初次处理中也能够输出信息。更一般的是，这样的位未必需要存在于全部的调制符号中，按照一定的比例存在于形成一个代码字的代码字位中即可。因此，如果允许映射处理以及解映射处理对于每个符号不同，则可以在从一个代码字得到的多个符号中，在规定比例的符号中，根据交织后的多个位决定被映射的规定数量的位的至少一位，并且，还可以对于规定比例的符号，仅根据交织后的位的一位决定被映射的规定数量的位的至少一位。 此外，作为防止解调器(解映射器)13的EXIT曲线的左端完全成为0的方法，除了上述仅根据交织后的位的一位决定映射为1个符号的规定数量的位的至少一位的方法之外，还可以使对解映射器提供的事前信息(事前概率)的LLR在初次时不全部成为O。最简单的是，通过混合一部分已知的位来进行发送，可以使已知的位的LLR成为非零。此外，代码字位中的0和1不是完全按照1/2的概率产生，可以采用稍微具有偏颇的方法(例如在进行编码之前进行预编码等)。即使在这种情况下，也希望所述交织后的多个位的各个位(d0、 dl、……)仅用于决定特定的1个符号的特定的1位(m0、 ml、……)，不会对被进行非Gray映射的同一符号的其他位造成影响。这是由于，在解映射处理13中从同一符号得到的多个位受到同一噪音、干扰的影响，不成为独立事项。从独立事项得到的LLR能够进行(数学式2)、(数学式5)等运算，但在不独立时，(数学式2)、(数学式5)不成立。然而，在一个位(d0、dl、……)对同一符号的其他位(m0、ml、……)造成影响时，需要根据多个位(mO、ml、……)计算向解码器15提供的位(dO、dl、……)的LLR，所以产生了 LLR的计算变得复杂的问题。因此，例如图4(b)所示的本发明的位削减映射器30-l构成为，d0、dl 、 d2、 d3、 d4、 d5、 d6 、 d7分别仅对m0、 m0、 m0、 ml 、 ml 、 m2、 m2、 m3造成影响。从上述观点出发，在交织后的多个位的各个位(d0、 dl、……)仅用于决定某个符号的特定的1位(m0、ml、……)的情况下，还可以在其他符号的决定中使用。但是，在存在延迟波的传输路径中，时间上相邻的符号彼此引起干扰。此外，根据外部干扰的性质，相邻的符号还可能受到具有相关性的干扰。因此，希望交织后的多个位的各个位(dO、dl、……)仅用于决定特定符号的特定的1位(mO、ml、 )。(实施例2) 然后，说明第二实施例。在第二实施例中，作为编码仍使用重复代码，但相对于在
第一实施例中全部信息位重复dv次，如图14所示，按照规定的比率(a_l、a_2........a_
n)使用重复次数不同的位复制器20-l 20-n。重复次数不同的重复代码的EXIT曲线各自形状不同，重复次数越大向下凸出的形状越显著。因此，通过使多个重复次数共存，与EXIT曲线的形状对应的自由度增加，在调制方式中可以实现更加良好匹配的EXIT曲线。第二实施例中的解码处理如图15所示。与第一实施例的图7几乎相同，不同点仅为变量节点的次
数(dvl、 dy2.......)根据位而不同。因此，仅仅通过第一实施例的图11、图13所示的变
量节点处理的次数根据信息位发生变更，可以进行解码，解码处理量可以认为与第一实施例相同。(实施例3) 然后，说明第三实施例。在第三实施例中，作为编码在重复代码之前附加奇偶校 验位(parity bit)。如图16所示，编码器10在进行重复编码的位复制器20之前，配置根 据(dc-1)位的信息位生成1位奇偶校验位，将其与信息位组合输出dc位的奇偶位附加器 1600。奇偶位附加器1600由位的串行并行转换器(21、23)以及异或(ExOR)运算器22构 成。如图17所示，通过把与奇偶运算对应的检查节点解码器与变量节点解码器连接，来实 现第三实施例的解码处理。作为解码步骤，取代图ll，进行图18(a) (c)的处理。
在图18(a)中，对于从解交织器14提供的事前信息1S00执行(数学式5)的运算， 计算外部信息1802。把计算出的外部信息作为事前信息输出给图18(b)所示的检查节点 解码器1804，实施(数学式2)的运算来计算反馈给各变量节点的外部信息。把从图18(b) 的检查节点解码器输出的外部信息作为事前信息1806反馈给图18(c)的变量节点解码器， 使用该信息通过(数学式5)计算出应该反馈给解映射器的外部信息1808。
至此，第三实施例与第一实施例相比，因为追加了图18(a)以及图18(b)的处理， 所以解码处理有些增加。另一方面，通过附加奇偶校验位，具有使解码器的EXIT曲线的右 端更加接近1的效果，具有减少解码处理收敛时的残余差错。
(实施例4) 至此，通过组合第二实施例和第三实施例，可以得到图19所示的第四实施例的结 构。第四实施例可以兼具所述第二实施例具有的解码器EXIT曲线的设计自由度、以及第三 实施例具有的降低残余差错的效果。图19的结构一眼看上去比较复杂，但如图20所示，实 际的处理仅仅通过以下来实现在信息位串(A)中附加奇偶校验位(B)，按照规定的比率进 行位的复制(在图20(C)的例子中，重复次数dv = 3为60%，重复次数dv = 5为40% )， (D)按照虚线所示的顺序提供给交织器ll。对应的解码处理如图21所示，解码处理量与第 三实施例的图17大体相同。 至此，通过图22 图26的EXIT图表举例表示了第四实施例的特性。作为调制器 (映射器)12，全部为图3所示的256QAM(1 = 16)的调制器。编码器为图19所示的结构， 在图27中表示了奇偶位附加率、重复次数。图27是与图19的解调器EXIT图表匹配的代 码结构(Code Type)，代码结构(I) (V)分别是与SNR = 0、5、 10、 15、20dB的情况匹配的 代码结构。如此，可知在SNR = OdB至SNR = 20dB的较宽的范围内，通过恰当地选择代码 结构，可以极其良好地使解映射器的EXIT曲线(实线)和解码器的EXIT曲线(虚线)匹 配。 在(非专利文献2)、(非专利文献3)的EXIT图表(图31、图33)中，解映射器的 EXIT曲线成为直线的右侧上升的特性，解码器的EXIT曲线成为右侧上升倒S形的特性，因 为产生了传输率损失。与此相对，本发明的传输率的损失极小。在图22的低SNR时产生了 较少的损失，是因为256QAM(1 = 16)这样的较高的多值数，通过选择图3所示的其他调试 方式，与图23 图26相同，可以使传输率损失几乎消失。 图28表示通过以上的结构达成的传输率。实线2800是作为香农极限而得知的信 道容量，虚线2802是信道容量的90%，黑点是通过与图22 图26对应的代码结构(I) (V)得到的传输率。在SNR = OdB 20dB的全部区域中，大致可以达成信道容量的90%，可以达成极其接近理论极限的传输率。 至此，从第一实施例到第四实施例，编码器各不相同，但向调制器(映射器)12提供的全部位或者大半部分位，成为对信息位进行复制后的位，基本上具有作为重复代码的特性。这是解码器的EXIT曲线成为右侧上升并且向下凸出的形状的主要原因，即使是在上述实施例中没有举例表示的其他编码方式，只要提供给调制器(映射器)的全部位、或者大半部分位成为信息位的副本，则可以和与图3所示的构造的调制器(映射器)对应的解调器(解映射器)的EXIT曲线良好地匹配，因此可以作为编码方式来代替。
—般，在平均地使用发送符号的全部信号点的情况下、与仅使用偏颇的信号点的情况下，解调器(解映射器)13的EXIT曲线成为不同的形状。因此，在信息位全部为0，或者全部为l这样的特殊情况下，接收侧处理有可能不收敛。例如，在第一实施例中，在全部的信息位为0时，提供给调制器12的位全部为0。因此，在图3(a)所示的16QAM(1 = 8)中，发送的全部符号仅为一个种类的信号点(O，O，O，O)。同样地，在全部信息位为1的情况下，提供给调制器12的位全部成为1。因此，在图3(a)所示的16QAM(1 = 8)中，提供给映射器31-1的位，关于发送的全部符号成为(l，O，O，l)。因为通常无法根据发送的信息变更编码方法，所以对于可能发送的全部的位信息位的组合，需要使EXIT曲线不交叉地调整编码方法。此时，在一部分特殊序列的情况下，EXIT曲线最接近，所以EXIT曲线平均地出现间隙，产生传输率的损失。 因此，适合于一同使用在提供给调制器12的位串中尽可能不产生偏颇的手段。具体地说，在交织时不仅更替位的顺序，还可以随机地更替位的极性(O，l)。在对应的解交织时进行使翻转后的极性复原的操作。当在接收侧针对LLR进行位的极性翻转时，成为符号(±)的翻转。当在编码器一侧进行位的极性翻转时，可以简单地保持第偶数个的位不变，使第奇数个的位进行翻转。结果，例如图20(D)的输出序列(b0，b0，b0，bl，bl，bl，b2，b2，...)成为(b0， b0，b0， bl，bl， bl，b2， b2，...)，无论对于怎样的信息位，都不会产生全部为0或者全部为1这样的偏颇的序列(在此，记号 表示位翻转)。即使在进行了这样的规则的极性翻转的情况下，由于在交织处理中随机地更替位的顺序，所以提供给调制器12的位序列为随机的，不会产生发送的调制符号的信号点的偏颇。 更一般的是，可以随机地使提供给调制器12的位序列的大约一半数量的位极性翻转。但是，不希望随机地翻转提供给编码器10的信息位串。其原因在于，当碰巧与翻转模式一致的位串为信息位时，成为全部为0或者全部为1的位序列。本发明通过对重复编码后的序列进行翻转处理，无论对于怎样的信息位串都不会产生偏颇，结果，可以使解调器(解映射器)13的EXIT曲线不根据信息位串而发生变化。 在使用(非专利文献5)所示的组织LDPC代码来构成BICM-ID的情况下，关于组织位，原样不变地映射为符号。特别是在编码率高、奇偶校验位少的情况下，通过组织位对多个发送符号进行调制。因此，在使用QAM等多值调制时，对于特定的信息位串，无法防止偏颇地使用发送符号的特定信号点的问题。此外，在作为3GPP(3rd Generation PartnershipProject) LTE (Long TermEvolution)而已知的无线方式等中，已知在交织处理后，通过数据的PN(Pseudo-Noise)序列进行加扰(scrambling)处理的技术，但是在编码率较高的情况下，很多位串成为组织位，仍然会产生信号点的偏颇。作为编码，本发明以重复编码为基础，所以编码器10的编码率低，通过上述那样的简单的处理可以防止代码字位串偏向成特定
14的位模式，因此，为了构成使用QAM等多值调制的BICM-ID，在这一点上也可以认为是优秀 的。 至此，在各个实施例中以解调(解映射)处理、解码处理为焦点进行了说明，当然
另外还需要无线频率(RF)电路、定时同步、对传输路径的相位旋转进行修正的检波处理等
通常的无线通信所需要的处理。此外，上述实施例作为无线通信装置进行了记载，但也可以
适用于进行编码以及调制的其他通信装置、例如可以适用于有线调制解调装置等。 在达成极其接近理论极限的传输率的同时，作为编码使用以极其简单的重复代码
为基础的代码，解码处理量少，因此可以广泛地应用于以无线通信装置为首的各种通信设备。
权利要求
一种发送机，其特征在于，具有编码器，其对第一位串进行重复编码；交织器，其对从所述编码器输出的代码字进行交织；以及调制器，其对从所述交织器输出的第二位串进行调制，变换为符号；所述调制器把削减所述第二位串的位数后得到的第三位串映射为所述符号，所述第三位串具有仅由所述第二位串的1位生成的至少一个第一位、以及对所述第二位串的多个位进行运算而生成的第二位组。
2. 根据权利要求l所述的发送机，其特征在于，为了生成所述第三位串的某1位而使用的第二位串的位，不用于生成所述第三位串的 其他位。
3. 根据权利要求l所述的发送机，其特征在于， 在将所述第三位串映射为所述符号时，使用非Gray映射方式。
4. 根据权利要求l所述的发送机，其特征在于， 所述编码器具有重复次数相互不同的多个位复制器，所述编码器按照预定的比率使用所述多个位复制器来进行所述第一位串的重复编码。
5. 根据权利要求l所述的发送机，其特征在于， 所述第一位串包含信息位和奇偶校验位。
6. 根据权利要求l所述的发送机，其特征在于， 所述交织器随机地更替所述代码字的位的顺序以及极性。
7. —种接收机，其接收从k位的预定位变换而得的符号串，其特征在于， 所述符号串是通过把按照dv次的重复次数对所述预定位进行重复编码而得的复制位，对于1位削减为m位，对m位分配1个符号而生成的，其中m < 1， 所述接收机具有符号解映射器，其使用接收到的l个接收符号以及m-l位的事前信息，输出l位的第一 外部信息；检查节点解码器，其针对与所述1个接收符号对应的m位的各个位，使用所述符号解映 射器输出的m位的所述第一外部信息以及1-1位的事前信息，输出1位的第二外部信息；解交织器，其对与所述符号串对应的多个位的第二外部信息进行解交织；变量节点解码器，其把从所述解交织器输出的dv-l位的第二外部信息作为事前信息 来使用，输出1位的第三外部信息；以及交织器，其对于从所述变量节点解码器输出的各复制位的第三外部信息进行与所述解 交织为逆处理的交织，所述检查节点解码器把从所述交织器输出的1位的所述第三外部信息作为事前信息 来使用，输出m位的第四外部信息，所述第四外部信息被用作所述符号解映射器的事前信息。
8. 根据权利要求7所述的接收机，其特征在于， 所述检查节点解码器具有将m位变换为1位的功能，仅通过所述1位的1位来决定所述m位中的至少1位，通过所述1位中的预定的位的 运算来变换所述m位中的其他的多个位。
9. 根据权利要求8所述的接收机，其特征在于，在所述m位的某1位的变换中所使用的所述1位的位，不用于所述m位串的其他位的 变换。
10. —种信号接收装置，具有从接收到的符号输出与被映射为该符号的多个位有关的 解调结果的符号解映射器、交织器、解交织器、以及解码器，其特征在于，具有与该符号解映射器、所述交织器、以及所述解交织器连接的检查节点解码器，所述 解码器具有与所述解交织器以及所述交织器连接的变量节点解码器，所述检查节点解码器和所述解交织器以及所述交织器按照i : n的关系相连，其中n > i。
全文摘要
本发明提供一种传输率损失小的BICM-ID(Bit Interleaved Coded Modulation-Iterative Decoding)方式的无线通信装置的编码以及调制方法、以及解码方法。通过以重复代码为基础的代码来进行编码(10)，经由对编码后的各位的顺序进行更替的交织处理(11)后，执行基于扩展映射(Extended Mapping)的多值调制(12)，然后进行发送。在此，扩展映射由从1位向m位(m＜1)的位数削减处理和非Gray映射构成，位数削减处理仅根据交织后的位中的一位决定规定数量的位中的至少一位。
文档编号H04W88/02GK101753268SQ20091022509
公开日2010年6月23日 申请日期2009年11月26日 优先权日2008年11月28日
发明者松本正, 矢野隆 申请人:株式会社日立制作所