专利名称：匹配天线的方法和装置的制作方法
技术领域：
本发明涉及在发射条件下无线电设备的天线的匹配，并且其包括 匹配方法和匹配装置二者。本发明特别能够用于小型移动终端。
背景技术：
使无线电设备的天线阻抗与馈送天线的发射机的功率放大器相匹配
是传输技术中的通常布置(arrangement)。通过匹配能够使天线的辐 射功率尽可能高且与功率放大器的功率成比例。天线匹配得越差，从
天线向功率放大器反射的场强就越高且与向天线传播的场强成比例。 如果尽管匹配降低但仍然需要一定的发射功率，则必须增加功率放大 器的增益，这样就会在输出级中导致增加的电流消耗并可能导致发热 问题。
天线的匹配会由于外部和内部的原因而恶化。如果设备接近某导电 物体，则天线的阻抗将改变。同样地，在移动终端通常处于连接期间 时，用户的头和手会导致阻抗的显著变化。其次，功率放大器的内部 输出阻抗取决于发射功率当功率增加时，放大器的输出阻抗就降低， 反之亦然。这意味着如果当发射功率具有一定值时匹配良好，则功率 的变化导致匹配的恶化。由于这些原因，使天线匹配可适应从而使得 其变化为每次都适应环境是有利的。在这种情况下，从天线反射的场 强信息用于控制匹配电路，从而使得天线匹配总是尽可能的好。
图1和图2中是从US 5， 778， 308公开文件已知的可适应匹配的示 例。该图以简化的框图的形式示出了发射机的传输路径。在信号的传 播方向上串联连接的有发射机的功率放大器110，定向耦合器120, 电抗匹配电路130和天线140。定向耦合器和匹配电路属于天线的匹配 装置，其进一步包括控制单元150、检测器160、模数转换器170和数 模转换器180。
天线匹配永远都不会是完美的，所以传播场(propagating field) ff的特定部分re会被反射回去。定向耦合器提供两个测量信号从其端口 P3接收与反射场成比例的射频电压，而从其端口 P4接收与传播
场成比例的射频电压。这些测量信号被检测器160转换成直流电压，
并被所述AD转换器170进一步转换成二进制位。由AD转换器提供的
数字信号被导引至控制单元150。控制单元产生三个控制信号，它们都
被所述DA转换器180转换成模拟的。模拟控制信号被导引至匹配电路
130的控制输入端A、 B和C。控制单元也可以是模拟的，在这种情况
下就自然不需要AD和DA转换器了。
图1中的调节原理如下控制单元150根据由定向耦合器提供的测
量信号计算反射信号和传播信号的比率、或者天线的反射系数，并尝 试保持其尽可能低。当天线匹配由于某种原因而恶化时，控制单元搜
索控制信号A、 B和C的该值，使得反射系数变得更低因而天线匹配再 次提高。图2示出了匹配电路130的结构的示例。匹配电路包括三个 可调的电抗电路，以使它们形成TT型的网络。在发射信号的传播方向 上，首先有第一电抗电路131，其是横向并联谐振电路。然后有第二电 抗电路132,其是纵向串联谐振电路，最后有第三电抗电路133,其是 横向并联谐振电路。每个电抗电路包括电容二极管作为调节元件。第 一电抗电路的电容二极管或第一电容二极管CD1净皮通过所述控制输入 A进行控制，第二电容二极管CD2被通过控制输入B进行控制，而第三 电容二极管CD3被通过控制输入C进行控制。每个控制信号被导引通 过线圏，从而射频信号不会到达DA转换器。另外，在传输路径中有隔 离电容器(blocking capacitor),以致每个控制电压只能进入待控 制的电容二极管。
众所周知，并联谐振电路在低于谐振频率的频率处是电感性的而在 高于谐振频率的频率处是电容性的。此外，串联谐振电路在低于谐振 频率的频率处是电容性的而在高于谐振频率的频率处是电感性的。在 控制单元130中已经对每个电抗电路的控制电压值进行编程，这些控 制电压值对应于其谐振条件以及一些电容和电感值。因此发射条件中 的最优匹配的搜索过程按如下方式进行首先，例如第一电抗电路131 被设置成谐振状态，在这种情况下其代表高阻抗因而根本不影响匹配， 而第二电抗电路132被设置成对应一定的电容。第三电抗电路133的 电抗从一定的电容值逐步地变成一定的电感值，并且在每一步中都计 算反射系数值。在第二阶段，第二电抗电路被设置成对应一定的电感，第三电抗电路的电抗再次从一定的电容值逐步地变成一定的电感值，
并且在每一步中都计算反射系数值。在第三阶段，第三电抗电路133 被设置成谐振状态，在这种情况下其代表高阻抗因而根本不影响匹配， 而第二电抗电路132被设置成对应一定的电容。第一电抗电路131的 电抗从一定的电容值逐步地变成一定的电感值，并且在每一步中都计 算反射系数值。在第四阶段，第二电抗电路被设置成对应一定的电感， 第一电抗电路的电抗再次从一定的电容值逐步地变成一定的电感值， 并且在每一步中都计算反射系数值。从这样获得的所有反射系数值中 选择最小的一个，并且将相应的控制输入至匹配电路。该过程开始执 行，例如每秒两次。如果反射系数低于确定的下限，则不执行该过程。 另一方面，如果反射系数高于确定的上限，则控制单元又不执行该过 程，而是发出警报。
在之前描述的解决方案中使用的电容二极管会导致如下缺点根据 该解决方案的匹配电路不大适合发射机，因为当功率相对高时其电容 二极管不按可接受的方式运行。另外，当功率低时，它们所产生的损 耗又是显著的。而且，串联二极管在实践中会产生反射，因为这种类 型的半导体被设计用于50Q的阻抗水平，而功率放大器的输出阻抗通 常明显更低。上面所描述的解决方案的缺点还在于它包括相对复杂的 调节算法。
发明内容
本发明的目的是以新的方式实现天线匹配从而减少上述缺点。根 据本发明的方法的特征在于在独立权利要求1中所指定的那些。根据 本发明的装置的特征在于在独立权利要求6中所指定的那些。本发明 的一些有利的实施例记载在从属权利要求中。
本发明的基本思想如下通过TT型的电抗匹配电路来调节发射机 的功率放大器的输出中的天线阻抗，其组件值(component value)能 够从相对广泛的大批备选项中进行选择。通过仅位于匹配电路的横向 分支中的多路开关来选择组件值。该开关由控制单元设置，其输入变 量是由定向耦合器提供的SWR值、每次使用的工作频带(operating band)和发射功率值。匹配是基于将被定期执行的调节过程，在该调 节过程中控制单元尝试开关状态的不同组合并且最终选择带来最小SWR值的组合。在调节过程的开始，控制单元根据输入变量的当前值减 少将尝试的组合的数量。
本发明的优点在于在一定期间内发射机的平均效率提高。这是由 于下述事实在根据本发明的装置中，尽管放大器的内部输出阻抗与 从输出到天线的阻抗将由于外部原因或者频带变化而力求彼此不同， 天线匹配也保持相对良好。还可以将由于发射功率的变化引起的阻抗 变化考虑在内。效率的提高导致无线电设备的电流消耗降低并且功率 放大器不会发热太多。该效率保持相对良好也是由于下述事实调节 组件是低损耗开关，并且没有调节组件串联位于传输路径中。本发明 进一步的优点在于天线阻抗的调节算法相对简单和快捷。这是因为下 述事实能够根据匹配电路的控制单元的输入信息迅速排除开关状态 的大多数组合。
下面详细描述本发明。将参照附图，在附图中
图1以框图形式示出了根据现有技术的可适应匹配的示例，
图2示出了图1中的匹配电路的结构的示例，
图3以框图形式示出了根据本发明的装置的示例，
图4示出了属于根据本发明的装置的匹配电路的结构的原理，
图5示出了根据图4的匹配电路的实现的示例，
图6以框图形式示出了根据本发明的控制单元的原理结构，
图7以流程图形式示出了根据本发明的方法的示例，
图8示出了减少匹配电路的开关将尝试的状态组合数量的示例，
该减少属于根据本发明的方法，
图9借助于反射系数示出了配备有根据本发明的装置的天线的匹
配的示例，以及
图IO借助于Smith图示出了配备有根据本发明的装置的天线的匹 配的示例。
具体实施例方式
已经结合现有技术的描述对图l和图2进行了解释。
图3以方框图的形式示出了无线电设备的发射机中的根据本发明的装置的示例。在发射机的传输路径中，存在沿信号传播的方向命名
的发射机的功率放大器310、定向耦合器320、电抗匹配电路330和天 线340。除了定向耦合器和匹配电路之外，具有其耦合的匹配电路的控 制单元350属于该匹配装置。
放大器310的发射功率能够被功率控制信号PWC改变，功率控制 信号PWC表示功率的设定值并由发射功率的设置单元302提供。在放 大器中产生与真实的发射功率成比例的测量信号PWM，该信号被用作反 馈信号以使发射功率等于它的设定值。定向耦合器320输出两个测量 信号与反射场(reflected field) re成比例的射频电压VRE是从其 端口P3接收的，而与传播场(propagating field) ff成比例的射频电 压VFF是从其端口 P4接收的。当天线匹配由于某种原因而恶化时，反 射场的相对强度增加。
在这个示例中匹配电路的控制单元350有四个输入。 一个输入连 接到无线电设备的工作频带的设置单元301，从该单元接收指示当前工 作频带的频带信号BND。例如从900 MHz范围到1.8GHz范围的频带变 化可理解地会导致天线的阻抗变化，由于该原因而必须改善匹配。第 二输入连接到发射功率的所述设置单元302，从该设置单元302接收与 发射功率的设定值成比例的功率信号PWR。对于功率放大器特别的是， 它的内部输出阻抗取决于发射功率发射功率越高，输出阻抗通常越 低。如果阻抗变化没有被补偿，则功率的变化会导致匹配的显著恶化。 可选地，控制单元能够被编程以使其将发射功率的一定值(例如接近 最大功率的值)用作默认值，在这种情况下就不使用功率信号PWR并 且没有第二输入。控制单元的第三和笫四输入连接到定向耦合器以用 于产生与反射场和传播场成比例的所述电压VRE和VFF。控制单元的输 出SET (设置)又连接到匹配电路330以用于选择其组件值。
匹配电路的组件值通过多路开关(其数量至少为2)进行选择。开 关具有一定总数量的状态组合。控制单元350定期执行调节过程。天 线的驻波比或SWR从由定向耦合器提供的测量信号VRE和VFF获得。 SWR能够通过硬件用转换器获得，在这种情况下SWR值始终存在于转换 器的输出中，或者SWR能够通过软件从测量信号的检测形式获得。SWR 越高，匹配就越差。根据SWR值、来自信号BND的工作频带的信息和 发射功率的默认值或者来自信号PWR的发射功率的设定值，控制单元从开关的状态组合的全部排列(array)中选择充分小的排列。该选择 是根据一定的算法进行的，其又基于在不同情况下该如何提高天线阻 抗这一事实的研究信息，该信息在设备的设计阶段裙-收集。在匹配过 程中，匹配电路的开关被依次设置为属于所述较小的排列的每个状态 组合，并且发射信号的SWR值在每次设置中被读取。在该过程的最后， 控制单元把开关设置为下述状态，该状态的组合对应于所获得的SWR 值的最小值。
图4示出了根据本发明的匹配电路的原理结构。匹配电路430是 TT型的网络，它按顺序包括第一横向部分431、纵向部分432和第二 横向部分433。纵向部分很简单。它由电抗元件XS与天线传输路径的 分离导体SCR串联构成，该电抗元件具有某个恒定的电容或电感。通 常来说，在图4中，符号，X，指代具有一定电容或电感的元件/组件。自 然地，该组件的电抗则取决于频率。每个横向部分包括至少一个具有 多个状态的转接开关SW1、 SWM，它们的公共端耦合至分离导体SCR， 并且每一个转接端通过电抗元件X1、 X2、 XN耦合至传输路径的接地导 体或者信号地GND。图4中第一横向部分431中的开关的数量用符号M 标记，将由其第一开关SW1选择的电抗元件的数量用符号N标记。横 向部分则能够由多个并联的横向支路组成。第一和第二横向部分中的 开关的数量可以不相等，并且将由一个开关选择的电抗元件的数量与 其他开关的相应数量无关。匹配电路的控制SET(设置)来自属于该匹配 装置的控制单元，通过它的控制，每一个开关能够被分别设置为所需 的状态。
让我们假定一个特殊的情形，其中两个横向部分都包括M个开关 并且将由每个开关选择的电抗元件的数量都是N。这样，匹配电路的开 关的状态组合的总排列包括(N^N)2种备选方案或不同组合。如果例如M 是二而N是四，则状态组合的总数量是64。
在图4的示例中，在每一个开关和传输路径的分离导体SCR之间 存在LC电路LCC，其目的是衰减开关中产生的谐频分量并作为开关的 ESD(静电放电)保护器。另外，当需要时，属于LC电路功能的串联电 容器作为隔离电容器以用于防止形成从开关控制通过导体SCR的直流 电路。
图5示出了根据图4的匹配电路的简单示例。匹配电路530的每个横向部分都包括一个开关，并且将由每个开关选择的电抗元件的数
量为四。在这种情况下，匹配电路的状态组合的总数变为16。第一开 关SW1的第一电抗元件是电容器C51，换言之，开关SW1的第一转接端 通过该电容器连接到信号地。相应地，第一开关的第二电抗元件是电 容器C52,第三电抗元件是线圈L51，而第四电抗元件是线圈L52。与 线圏L51和线圏L52两者串联的是隔离电容器CB以用于断开来自开关 控制的直流通路。隔离电容器的电容如此高(例如100pF)以致于它们 在天线的工作频率处几乎构成短路。第二开关SW2的第一电抗元件旨 在表示在天线的工作频率处的极低电抗。为此，在第二开关的第一转 接端和信号地之间只有隔离电容器。第二开关的第二电抗元件旨在表
示在天线的工作频率处的极高电抗。为此，第二开关的第二转接端是 开路。第二开关的第三电抗元件是电容器C53,而第四电抗元件是电容 器C54。匹配电路的纵向部分由电容器C5S组成。
在图5的示例中， 一个隔离电容器CB也位于第一开关SW1的公共 端和分离导体SCR之间。
如果图5的匹配电路以通常的双频PIFA方式^f吏用，其设计例如如 下C51-1.5 pF， C52=7 pF， L51-3. 3 nH， L52=22 nH， C53-1. 5 pF， C54-2. 7 pF和C5S=4. 7 pF (这里符号Ci j既表示某个組件又表示其电 容，相应地Lij)。通过这种设计，天线阻抗能够得以提高而不管Smith 图中误差的方向如何，至少得以近似提高。
图6以方框图的形式示出了根据本发明的控制单元的原理结构。 控制单元650是基于处理器的，在这种情况下它包括中央处理单元 651、存储器652、输入接口 654和输出接口 655。控制单元进一步包 括转换器653，它以二进制位的形式根据射频测量信号VFF和VRE产生 天线传输路径中的发射信号的驻波比SWR。也是二进制的、发射功率的 SWR信号和设定值信号PWR以及工作频带信号BND被导引至输入接口 654，中央处理单元651从该输入接口 654读取它们。中央处理单元将 对应于匹配电路中的开关的状态组合(其已经被选择作为调节过程的 结果)的控制数据传递给输出接口 655,该输出接口 655进一步将该数 据发送给匹配电路。
控制单元的存储器652含有例如匹配程序PRG，其执行匹配的调节 过程。该过程被定期启动，启动的间隔由软件或者由中央处理单元651内包含的定时器电路来计算。当然，中央处理单元和整个控制单元在
任何情况下都需要时钟信号CLK。
控制单元650及其软件可以是它自身的单独单元或者可以是无线 电设备中的另一个处理器的一部分。
图7示出了根据本发明的方法的示例的流程图。步骤701表示开 始状态，其中发射机被设置成发射状态。在步骤702和703中， 一直 等待直到启动天线匹配的调节过程的最后期限届满为止。在步骤704 中，读取发射功率的当前设定值和工作频带的信息。控制单元通过读 取图6中所示的输入接口 654来提供该信息。在步骤705中，根据工 作频带、发射功率的设定值和SWR值来从匹配电路中的开关的状态组 合的全部排列中定义充分小的排列或试验排列。在该过程期间待尝试 的状态组合的数量于是得以减少。这种减少是根据一定的算法实现的， 该算法的示例如下。在步骤706中，设置匹配电路的开关的状态以使 得状态组合属于所述试验排列。然后(步骤707 )读取对应于该状态组 合的待发送信号的SWR值，并且该SWR值被保存在存储器中。在步骤 708中，检查属于该试验排列的所有状态组合是否已经全部遍历过。如 果没有，则选择新的状态组合(步骤709 )并重新开始步骤706。当属
于该试验排列的所有状态组合已全部遍历过时，对应于所尝试的状态 组合的最低的一个SWR值被找到(步骤710)。在调节过程的最后(步 骤711 )，匹配电路中的开关被设定为对应于所找到的最低SWR值的状 态。这之后重新开始步骤702，以等待该过程的下一轮执行的开始时刻。 开始时刻的间隔例如是10ms。该过程的持续时间显著缩短，其自然依 赖于状态组合的数量和控制单元中的处理器的性能。
可选地，在步骤704中只读取当前工作频带的信息，以及在步骤 705中基于工作频带、发射功率的默认值和SWR值来定义试验排列。
图8示出了根据图7的方法步骤705的示例。在该示例中，匹配 程序PRG首先读取来自信号BND的工作频带的信息和可能来自信号PWR 的发射功率的设定值，然后基于这些信息找到匹配电路中的开关的状 态组合(步骤81)。该状态组合在假定外部因素不会干扰天线匹配的 前提下是最优的。根据用所讨论的无线电设备进行的测量，用于不同 工作频带和可能发射功率的最优状态组合被存储在控制单元的存储器 中，并且在步骤81中，至少频带的所述信息用于寻址存储器。另外，当考虑发射功率的当前设定值时，功率的信息也被使用。如果在控制 单元内将整个发射功率范围分为例如四个部分范围并且工作频带的数
量是二，则存储器中存在用于执行步骤81的八个不同的状态组合。在 步骤82中，按照所述假设的最优状况设置匹配电路中的开关的状态， 并且读取待发送的信号的SWR值。如果其明显多于一个，则天线匹配 必定由于外部原因而被干扰。从SWR值无法看出，匹配误差是向电感 方向还是电容方向。由于该原因，在接下来的步骤83中，如果其是电 感的，则根据SWR值和当前开关状态定义完全根据估计修正匹配误差 的状态组合。对应地，在步骤84中，如果该误差是电容的，则定义另 一个完全根据估计修正匹配误差的状态组合。自然地，步骤83和84 的顺序无关紧要。此后，操作继续到图7中的步骤706。在这种情况下， 所述试验排列则只由两个组合构成，将从其中选择一个提供较佳SWR 值的组合。这样，开关设置和SWR确定的循环数量得以减少，并且匹 配过程变得尽可能快。
还能够使该调节更精确，从而使得在提供较佳SWR值的状态组合 的"周围"选择一些状态组合，其构成最终的试验排列。"周围"在 这里表示下述事实对应于这些状态组合的放大器的负载阻抗在Smith 图中彼此接近。
根据SWR值和当前开关状态选择开关的状态组合是基于计算的。 通过还把与开关状态对应的匹配电路的阻抗用作计算中的因子来考虑 当前开关状态。
图9中是借助反射系数示出的具有根据本发明的装置的天线的匹 配的示例。该天线是通常的双频PIFA，并且属于该装置的匹配电路就 像图5中的匹配电路那样，并具有在其描述中所提到的组件值。该示 例涉及下工作频带中的匹配，在该示例中所述下工作频带旨在覆盖 GSM850系统的824-894 MHz频率范围。在图9中该范围已净皮标记为Wl。 发射功率相对较低。曲线91示出了当天线基本在自由空间中时作为频 率的函数的反射系数Sll的波动。在这种情况下，当第一开关SW1位 于状态3，或其公共端连接到第三转接端，并且第二开关SW2也位于状 态3时，获得下工作频带中的最佳匹配。从曲线可以看出，在频率范 围Wl内反射系数是-5dB或者更好。曲线92示出了当用户的手指在辐 射体上的天线处并且开关处于上述状态时反射系数的波动。从该曲线可以看出，天线的较低谐振频率已被明显地转移在范围Wl之下并且在范围Wl内反射系数只在值-3dB和-5dB之间。曲线93示出了当用户的手指仍然位于辐射体上的相同位置处而以新的方式设置开关时反射系数的波动。此时当第一开关SW1位于状态4而第二开关SW2位于状态2时，获得最佳匹配。从该曲线可以看出，已经改善了匹配从而使得在频率范围W1内反射系数是-lldB或者更好。
对于上工作频带，当天线匹配恶化时，可以类似地来进行天线匹配的改善。
在图10中是通过Smith图示出的具有根据本发明的装置的天线的匹配的示例。在该示例中，天线和匹配电路与图9的示例中相同。图中的阻抗曲线也对应于图9中的反射系数的曲线。因而，曲线A1示出了当天线基本位于自由空间内时作为频率的函数的下工作频带中的阻抗的波动，曲线A2示出了当用户的手指在辐射体上的天线处并且开关状态没有改变时阻抗的波动，而曲线A3示出了当用户的手指仍然位于辐射体上的同样位置而以新的方式设置开关时阻抗的波动。
传输路径的额定阻抗是50n。在曲线A1的情况下，总阻抗相对接近于中间频带中的总阻抗，电抗部分小。在频带的下边界，阻抗明显是电感的(Z 34Q+j37Q)。在上边界，电抗部分又非常小，但是电阻部分下降至约15Q的值。在曲线A2的情况下，不匹配是明显可见的，阻抗Z约变化值13Q+jlOn。在由曲线A3所示的匹配情况下，在频带的下边界处阻抗几乎精确为50f2。当移动到上边界时，阻抗变成约80Q-j35Q的值。
以上描述了用于匹配发射条件下的无线电设备的天线的根据本发明的方法和装置。然而，在展示该方法的流程图中，还可以在不改变思想的情况下以其他方式且以不同于图7和8中的顺序绘制功能框。开关的状态组合的试验排列也能够完全通过计算来定义，而不使用存储器中的表。在这种情况下，先前测量中收集的信息被包括在计算公式的参数中。属于该装置的匹配电路的范围可以有很大变化，并且其电抗元件的实现可以变化。它们中的至少一部分也可以是电路板表面上的短平面传输线。匹配电路的开关的固有切换部分例如是PHEMT(伪高电子迁移率晶体管)或者MEMS (微机电系统)型。本发明不限制天线固有的结构和类型。在由独立权利要求1和6所限定的范围内能够以不
14同方式应用本发明的思想。
权利要求
1.一种用于匹配无线电设备的天线的方法，在该方法中提供将在天线的传输路径中发送的信号的SWR值，并且在发射机的功率放大器和天线之间的传输路径中的电抗TT型匹配电路被调节以最优化功率放大器的负载阻抗，其特征在于匹配电路的调节是借助于位于其横向部分中的多路开关进行的，从而使得-读取所使用的工作频带的信息(704)-根据发射功率的特定值、工作频带的信息和SWR值，从开关的状态组合的全部排列中定义(705)充分小的排列或试验排列-将匹配电路的开关依次设置(706，708，709)成根据试验排列的每个状态组合的状态，并且在每次设置中确定(707)待发送的信号的SWR值-在先前步骤(707)中所得到的最低的一个SWR值被找到(710)，并且将匹配电路中的开关设置(711)成对应于这个最低SWR值的状态，以及-定期重复根据上述步骤(704-711)的过程。
2. 根据权利要求1所述的方法，其特征在于所述发射功率的特定值是发射功率的当前设定值。
3. 根据权利要求1所述的方法，其特征在于为了定义所述试验排列-至少借助于工作频带的信息对存储器进行寻址(81)，在该存储 器中，根据用所讨论的无线电设备进行的测量来存储用于不同工作频 带和至少一个发射功率的最优状态组合-按照之前从所述存储器得到的状态组合对匹配电路中的开关的 状态进行设置(82),并且读取待发送的信号的SWR值-根据所得到的SWR值和当前开关状态，定义(83， 84)第一状态 组合和第二状态组合，所述第一状态组合被布置成如果匹配误差为电 感的则修正匹配误差，所述第二状态组合被布置成如果匹配误差为电 容的则修正匹配误差，以及-确定(707 )与第一和第二状态组合对应的、待发送的信号的SWR值。
4. 根据权利要求3所述的方法，其特征在于修正电感匹配误差 的第一状态组合和修正电容匹配误差的第二状态组合构成所述试验排 列。
5. 根据权利要求3所述的方法，其特征在于为了使所述调节更 精确，定义至少两个状态组合，其被布置成根据已发现哪种修正类型 提供更佳SWR值的事实来修正电感或电容匹配误差，并且这至少两个 状态组合构成所述试验排列。
6. —种用于匹配无线电设备的天线的装置，该无线电设备的发射 机包括功率放大器(310),该功率放大器可受其输出功率和从功率放 大器到天线(340 )的传输路径所控制，所述装置包括在所述传输路径 中的定向耦合器(320 )以测量发射到天线的信号(ff )和从天线反射 的信号(re)的水平，用于根据由定向耦合器提供的测量信号(VFF， VRE)来确定天线的传输路径中的信号的SWR值的装置(653 )，和具 有其控制单元(350; 650 )的TT型可调电抗匹配电路(330; 430; 530 )， 其特征在于匹配电路(330; 430; 530 )的纵向部分(432 )具有恒 定的电容或电感，并且其每个横向部分(431; 432 )包括至少一个多 路开关(SW1; SWM),其公共端耦合到所述传输路径的分离导体(SCR)， 且每个转接端通过电抗元件(X1-XN)耦合到传输路径的接地导体(GND)，控制单元(350; 650 )具有第一输入，该第一输入将连接到 无线电设备的工作频带的设定单元(301 )，并且控制单元从其输入侧 连接到所述定向耦合器(320 )而从其输出侧连接到匹配电路中的每个 开关以设置所述开关，所述控制单元包括-用于根据发射功率的特定值、工作频带的信息(BND)和SWR值 来定义匹配电路中的开关的状态组合的试验排列的装置-用于将匹配电路的开关依次设置为根据试验排列的每个状态组 合的状态以确定对应于这些组合的SWR值的装置-用于比较所确定的SWR值和用于找到它们的最小值的装置，以及-用于定期启动天线匹配的调节过程的装置。
7. 根据权利要求6所述的装置，其特征在于匹配电路(430 )的 每个横向部分(431; 432)包括两个多路开关(SW1，SWM)，并且每个 多路开关包括4个转接端。
8. 根据权利要求6所述的装置，其特征在于为了实现控制单元中的所述装置，所述控制单元是基于处理器的，并且所述控制单元包括中央处理单元(651)、存储器(652 )、输入接口 ( 654 )、输出接 口 ( 655 )和存储在存储器中的依据调节过程的程序(PRG)。
9.根据权利要求6所述的装置，其特征在于所述多路开关通过 PHEMT或者MEMS技术来实现。
全文摘要
一种用于匹配发射条件下的无线电设备的天线的方法和装置。通过π型电抗匹配电路对发射机的功率放大器的输出中的天线阻抗进行调节，电抗匹配电路的组件值能够从相对宽的备选排列中选择。通过仅位于匹配电路的横向支路中的多路开关选择组件值。该开关由控制单元设置(706)，控制单元的输入变量是由定向耦合器提供的SWR值、每次使用的工作频带和发射功率值。匹配是基于将定期执行的调节过程的，在该过程中控制单元尝试开关状态的不同组合并且最终选择(710)产生最低SWR值的组合。在调节过程的开始，控制单元根据输入变量的当前值减少(705)待尝试的组合的数量。尽管放大器的内部输出阻抗和从输出端到天线的阻抗由于外部原因、频带改变或者输出功率改变而导致互不相同，但天线匹配都保持相对良好。
文档编号H04B1/04GK101689869SQ200880012496
公开日2010年3月31日 申请日期2008年4月17日 优先权日2007年4月19日
发明者K·科斯基尼米, P·拉马钱德兰, P·阿纳马, Z·米洛萨夫莱维克 申请人:脉冲芬兰有限公司