超宽带信号的数字正交调制实时处理方法
【专利摘要】本发明技术方案的思路是：一种超宽带信号的数字正交调制实时处理方法，同时对输入的数字基带信号实部和虚部进行4倍并行FIR（Finite?Impulse?Response，有限脉冲响应）滤波器滤波，然后将滤波器的输出通过多项滤波结构计算得到数字中频信号的偶数序列和奇数序列，从而得到输出的数字中频信号。本发明通过采用4倍并行FIR滤波器滤波，降低了数字正交调制实时处理的工作频率，可在FPGA上实现超宽带信号的数字正交调制实时处理。
【专利说明】超宽带信号的数字正交调制实时处理方法
【技术领域】
[0001]本发明属于数字信号实时处理【技术领域】，特别涉及一种超宽带信号的数字正交调制实时处理方法。
【背景技术】
[0002]数字正交调制是将数字基带信号变换为数字中频信号的过程，该过程包含对数字基带信号的补零插值、低通抗镜像滤波和数字混频三个环节。这种调制方式克服了传统模拟正交调制过程中存在的I/Q两路不正交、幅相平坦度水平低、随温度等环境因素敏感的缺点，可显著提高输出信号质量。
[0003]超宽带信号的数字正交调制实时处理方法的难点是研究能够在FPGA (FieldProgrammable Gate Array,现场可编程门阵列)上实现的高数据率实时处理方法。例如，针对IGHz (gigahertz，千兆赫)超带宽信号的数字正交调制时，设计数字基带信号的采样频率为1.2GHz，数字中频信号的采样频率为2.4GHz,中心频率为1.8GHz。对数字基带信号做2倍补零插值后，需要实时实现的低通抗镜像滤波器的工作频率为2.4GHz,即使采用多项滤波的方式将低通抗镜像滤波器的实时工作频率从2.4GHz降低两倍至1.2GHz,也难以在高性能FPGA上实时实现。因此，有必要研究新的超宽带信号的数字正交调制实时处理方法，解决该技术瓶颈问题。
【发明内容】
[0004]本发明的目的是:提出一种超宽带信号的数字正交调制实时处理方法。
[0005]本发明技术方案的思路是:一种超宽带信号的数字正交调制实时处理方法，同时对输入的数字基带信号实部和虚部进行4倍并行FIR (Finite Impulse Response，有限脉冲响应)滤波器滤波，然后将滤波器的输出通过多项滤波结构计算得到数字中频信号的偶数序列和奇数序列，从而得到输出的数字中频信号。
[0006]本发明技术方案是:一种超宽带信号的数字正交调制实时处理方法，包括下述步骤:
[0007]设^⑷和3^011)分别为输入的数字基带信号的实部和虚部，采样频率为fs，fs>lGHz，其中，m = O, I, 2，…;设x(n)为输出的数字中频信号，采样频率为2fs，中心频率为1.5fs，其中，η = O, I, 2，…;对yi(m)和yQ(m)同时进行4倍并行FIR滤波器滤波，对滤波后的信号X' (2m)和X' (2m+l)进行多项滤波，即可得到χ(η)，其中，具体的包括:
[0008]①数字基带信号实部I1 (m)的4倍并行FIR滤波器滤波
[0009]当输入是数字基带信号实部yi(m)，滤波器系数是g(2m)，输出为χ' (2m)；
[0010]用下式计算输出X' (2m)的O相分量:
[0011]X' (2(4p)) = yI(4p)*g(2(4p))+yI(4p+3)*g(2(4p+l))* δ (p-1)+ (公式一)
[0012]Y1 (4p+2) *g (2 (4p+2)) * δ (p-1) +yx (4p+l) *g (2 (4p+3)) * δ (p-1)
[0013]用下式计算输出X' (2m)的I相分量:[0014]χ' (2 (4p+l)) = Y1 (4p+l) *g(2 (4p)) +yx (4p) *g(2 (4p+l)) + 公式二
[0015]Y1 (4p+3) *g (2 (4p+2)) * δ (p-1) +yx (4p+2) *g (2 (4p+3)) * δ (p-1)
[0016]用下式计算输出χ' (2m)的2相分量:
[0017]χ' (2 (4p+2)) = Y1 (4p+2) *g(2 (4p)) +yx (4p+l) *g(2 (4p+l)) + (公式三)
[0018]Y1 (4p) *g (2 (4p+2)) +yx (4p+3) *g (2 (4p+3)) * δ (p-1)
[0019]用下式计算输出X' (2m)的3相分量:
[0020]χ' (2 (4p+3)) = Y1 (4p+3) *g(2 (4p)) +yx (4p+2) *g(2 (4p+l)) + (公式四)
[0021 ] Y1 (4p+l) *g (2 (4p+2)) +yx (4p) *g (2 (4p+3))
[0022]在公式一至公式四中，p= 0，I, 2，...,表示数据序号，Y1 (4p) ^y1 (4p+l) > yx (4p+2)、Y1 (4p+3)分别表示输入 yjm)的第 0、1、2、3 相分量，g (2 (4p))、g (2 (4p+l))、g (2 (4p+2))、g(2(4p+3))分别表示滤波器系数g(2m)的第0、1、2、3相分量，δ (p-1)表示单位延迟响应。
[0023]②数字基带信号虚部yQ (m)的4倍并行FIR滤波器滤波
[0024]当输入是数字基带信号虚部yQ(m)，滤波器系数是g(2m+l)，输出为x' (2m+l)。
[0025]用下式计算输出X' (2m+1)的O相分量:
[0026]χ' (2(4p)+l) = yQ(4p)*g(2(4p)+l)+yQ(4p+3)*g(2(4p+l)+l)* δ (p-Ι)+ (公式五)
[0027]yQ (4p+2) *g (2 (4p+2) +1) * δ (p-1) +yQ (4p+l) *g (2 (4p+3) +1) * δ (p-1)
[0028]用下式计算输出χ' (2m+1)的I相分量:
[0029]χ' (2(4p+l)+l) = yQ(4p+l)*g(2(4p)+l)+yQ(4p)*g(2(4p+l)+l)+ (公式六)
[0030]yQ(4p+3) *g (2 (4p+2)+1) * δ (p-1)+yQ(4p+2) *g (2 (4p+3)+1) * δ (p-1)
[0031]用下式计算输出X' (2m+1)的2相分量:
[0032]χ' (2(4p+2)+l) = yQ(4p+2)*g(2(4p)+l)+yQ(4p+l)*g(2(4p+l)+l)+ (公式七)
[0033]yQ (4p) *g (2 (4p+2) +1) +yQ (4p+3) *g (2 (4p+3) +1) * δ (p-1)
[0034]用下式计算输出X' (2m+1)的3相分量:
[0035]χ' (2(4p+3)+l) = yQ(4p+3)*g(2(4p)+l)+yQ(4p+2)*g(2(4p+l)+l)+ (公式八)
[0036]yQ (4p+l) *g (2 (4p+2) +1) +yQ (4p) *g (2 (4p+3) +1)
[0037]在公式五至公式八中，p = 0, 1, 2，...,表示数据序号，yQ(4p)、yQ(4p+l)、yQ(4p+2)、yQ(4p+3)分别表示输入 yQ(m)的第 0、1、2、3 相分量，g(2(4p)+l)、g (2 (4p+l)+1)、g(2(4p+2)+l)、g(2(4p+3)+l)分别表示滤波器系数g(2m+l)的第O、1、2、3相分量。
[0038]在公式一至公式八中，每个滤波器的实时计算频率为0.25fs，可在FPGA上实时实现。滤波器g(m)可采用低通抗镜像滤波器实现，滤波器阶数越长数字正交调制的效果越好，但消耗的FPGA资源也相应增加。在实际应用时，根据需要确定滤波器阶数。实验结果表明，当滤波器g(m)阶数为47阶，数值如下时效果最佳:
[0039]g(0) = g(47) = -30, g(l) = g(46) = -12, g(2) = g(45) = 74, g(3) = g(44)=33, g(4) = g(43) = -148, g(5) = g(42) = -74, g(6) = g(41) = 260, g(7) = g(40)=144, g(8) = g(39) = -421, g(9) = g(38) = -258, g(10) = g(37) = 644, g(ll) = g(36)=434, g(12) = g(35) = -950, g(13) = g(34) = -702, g(14) = g(33) = 1371, g(15)=g(32) = 1115，g(16) = g(31) = -1976，g(17) = g(30) = -1785，g(18) = g(29) =2935,g(19) = g(28) =3016，g(20) = g(27) = -4822，g(21) = g(26) = -6086，g(22) = g(25)=11305，g(23) = g(24)=32767。[0040]③滤波后的信号χ' (2m)和χ' (2m+l)的多项滤波
[0041]将信号χ' (2m)和χ' (2m+l)进行如下多项滤波结构计算得到数字中频信χ (η)号的偶数序列x(2m)和奇数序列x(2m+l)，从而得到输出的数字中频信号。
[0042]
【权利要求】
1.一种超宽带信号的数字正交调制实时处理方法，其特征在于，包括下述步骤:Sy1(HI)和7(3(111)分别为输入的数字基带信号的实部和虚部，采样频率为fs，fs>lGHz,其中，m = 0 1,2, - Kn)为输出的数字中频信号，采样频率为2fs，中心频率为1.5fs,其中，n= 0，1，2，…；对yi(m)和yQ(m)同时进行4倍并行FIR滤波器滤波，对滤波后的信号X' (2m)和X' (2m+l)进行多项滤波，即可得到x(n),其中，FIR是Finite ImpulseResponse,即有限脉冲响应，具体的包括: ①数字基带信号实部y1(m)的4倍并行FIR滤波器滤波: 当输入是数字基带信号实部yi(m)，滤波器系数是g(2m)，输出为X' (2m)； 用下式计算输出X' (2m)的0相分量: X' (2(4p)) = yI(4p)*g(2(4p))+yI(4p+3)*g(2(4p+l))* δ (ρ-1)+ (公式一)
Y1 (4p+2) *g (2 (4p+2)) * δ (p-1) +yx (4p+l) *g (2 (4p+3)) * δ (p-1) 用下式计算输出X' (2m)的1相分量:
X' (2 (4p+l)) = Y1 (4p+l) *g (2 (4p)) +yx (4p) *g (2 (4p+l)) + (公式二)
Y1 (4p+3) *g (2 (4p+2)) * δ (p-1) +yx (4p+2) *g (2 (4p+3)) * δ (p-1) 用下式计算输出X' (2m)的2相分量:
X' (2 (4p+2)) = Y1 (4p+2) *g (2 (4p)) +yx (4p+l) *g (2 (4p+l)) + (公式三)
I1 (4p) *g (2 (4p+2)) +Y1 (4p+3) *g (2 (4p+3)) * δ (p-1) 用下式计算输出X' (2m)的3相分量:
X' (2 (4p+3)) = Y1 (4p+3) *g (2 (4p)) +yx (4p+2) *g (2 (4p+l)) + 公式四
Yi (4p+l) *g (2 (4p+2)) +Y1 (4p) *g (2 (4p+3)) 在公式一至公式四中，p = 0，1, 2，...，表示数据序号，Y1 (4p)、y^p+l)、yx(4p+2)、Y1 (4p+3)分别表示输入 yjm)的第 0、1、2、3 相分量，g (2 (4p))、g (2 (4p+l))、g (2 (4p+2))、g(2(4p+3))分别表示滤波器系数g(2m)的第0、1、2、3相分量，δ (p-1)表示单位延迟响应； ②数字基带信号虚部yQ(m)的4倍并行FIR滤波器滤波: 当输入是数字基带信号虚部yQ(m)，滤波器系数是g(2m+l)，输出为X' (2m+l)； 用下式计算输出X' (2m+l)的O相分量:
X' (2(4p)+l) = yQ(4p)*g(2(4p)+l)+yQ(4p+3)*g(2(4p+l)+l)* δ (p-1)+ (公式五)
yQ(4p+2)*g(2(4p+2)+l)* δ (p-1)+yQ (4ρ+1) *g (2 (4ρ+3)+1) * δ (p-1) 用下式计算输出X' (2m+l)的1相分量: X' (2(4p+l)+l) = yQ(4p+l)*g(2(4p)+l)+yQ(4p)*g(2(4p+l)+l)+ (公式六) yQ(4p+3)*g(2(4p+2)+l)* δ (p-1)+yQ (4p+2) *g (2 (4ρ+3)+1) * δ (p-1) 用下式计算输出X' (2m+l)的2相分量:
X' (2 (4p+2) +1) = yQ (4p+2) *g (2 (4p) +1) +yQ (4p+l) *g (2 (4p+l) +1) + (公式七)
yQ (4p) *g (2 (4p+2) +1) +yQ (4p+3) *g (2 (4p+3) +1) * δ (p-1) 用下式计算输出X' (2m+l)的3相分量: X' (2(4p+3)+l) = yQ(4p+3)*g(2(4p)+l)+yQ(4p+2)*g(2(4p+l)+l)+ (公式八) yQ (4p+l) *g (2 (4p+2) +1) +yQ (4p) *g (2 (4p+3) +1) 在公式五至公式八中，yQ(4p)、yQ(4p+l)、yQ(4p+2)、yQ(4p+3)分别表示输入yQ(m)的第0、1、2、3 相分量，g (2 (4p) +1)、g (2 (4p+l) +1)、g (2 (4p+2) +1)、g (2 (4p+3) +1)分别表示滤波器系数g(2m+l)的第0、1、2、3相分量； ③滤波后的信号X' (2m)和X' (2m+1)的多项滤波: 将信号X' (2m)和X' (2m+l)进行如下多项滤波结构计算得到数字中频信X (η)号的偶数序列X (2m)和奇数序列x(2m+l)，从而得到输出的数字中频信号
2.根据权利要求1所述的超宽带信号的数字正交调制实时处理方法，其特征在于，滤波器g(m)采用低通抗镜滤波器实现，并且当滤波器g(m)阶数为47阶时:
g(0) = g(47) = -30, g(l) = g(46) = -12, g(2) = g(45) = 74, g(3) = g(44)=.33, g(4) = g(43) = -148, g(5) = g(42) = -74, g(6) = g(41) = 260, g(7) = g(40)=.144, g(8) = g(39) = -421, g(9) = g(38) = -258, g(10) = g(37) = 644, g(ll) = g(36)=434, g(12) = g(35) = -950, g(13) = g(34) = -702, g(14) = g(33) = 1371, g(15)=g(32) = 1115，g(16) = g(31) = -1976，g(17) = g(30) = -1785，g(18) = g(29) =2935,g(19) = g(28) =3016，g(20) = g(27) = -4822，g(21) = g(26) = -6086，g(22) = g(25)=11305，g(23) = g(24)=32767。
【文档编号】H04B1/7176GK103634027SQ201310690246
【公开日】2014年3月12日 申请日期:2013年12月16日 优先权日:2013年12月16日
【发明者】何志华, 何峰, 黄海风, 董臻, 余安喜, 张永胜, 孙造宇, 金光虎, 杜湘瑜, 陈筠力, 陈国忠, 徐敏 申请人:中国人民解放军国防科学技术大学, 上海卫星工程研究所