射频复用器的制作方法

本公开涉及无线电收发器，并且更特别地涉及对发射信号和接收信号进行复用、以及对接收信号进行滤波。

背景技术：

用于无线电基站的天线与其他无线电组件相比在物理上较大，但是通常具有相对较宽的带宽。因此，优选的是，使得多个发射(TX)频带和接收(RX)频带共享天线，从而天线的数目可以被最小化。

为了共享天线，复用器(或者用于单频带发射和接收应用的双工器)通常被使用。图1示出了射频(RF)前端10中的常规2-频带双工器18，其将发射信号和接收信号耦合到天线12。发射信号和接收信号传递通过相应的滤波器14、16。对于高功率基站，具有低无源互调(PIM)的空气腔体滤波器可以被用来实施双工器18。然而，对于在小小区中进行发射和接收的低功率基站，这些空气腔体滤波器可能太大并且小型滤波器是优选的。这样的小型滤波器通常是声滤波器，诸如表面声波(SAW)滤波器、体声波(BAW)滤波器和薄膜体声波谐振器(FBAR)滤波器，或者是陶瓷滤波器。然而，这些类型的滤波器具有有限的PIM性能，即使在低功率处。因此，如图1中所示出的，发射器的滤波器14不合意地结束了经由接收滤波器16向接收电路馈送PIM，由此降低了接收器灵敏度。

通常，双工器18的输出处的接收信号被馈送至低噪声放大器(LNA)中，LNA在解调和基带中的处理之前将信号放大。各种放大配置可以被用来放大接收信号，包括例如，特别适合于高频应用的平衡LNA和单端(或单元)放大器。平衡LNA的示例示出在图1中32处。平衡LNA 32包括两个单元放大器24、26、以及两个3-dB正交混合耦合器20、22，每个都以固定负载(例如50Ω)28、30被终接。从双工器18输出的接收信号由第一耦合器20拆分为正交信号，并且被馈送至两个单元放大器24、26中。输出处的耦合器22将两个单元放大器24、26的输出进行组合以产生经放大的接收信号，其然后可以被馈送至接收电路中以用于进一步的解调和基带处理。

图2示出了展现出低PIM的4-频带复用器的类型。在图2的4-频带复用器中，两个发射信号TX1和TX2由2-TX频带的频带组合器15组合，并且输入到第一3dB 90度混合耦合器17的端口2。组合的TX信号经由两个不同的路径行进通过第一混合耦合器17。第一路径是从端口2到端口4(直接端口)，并且第二路径是从端口2到端口3(耦合端口)。来自端口4的信号传递通过双频带RX带通滤波器19，并且被输入到第二上3dB 90度混合耦合器23的端口5。来自端口3的信号传递通过第二双频带RX带通滤波器21，并且被输入到第二混合耦合器23的端口6。从RX带通滤波器19到达端口5的信号经由两个不同的路径行进通过第二混合耦合器23。第一路径是从端口5到端口7到2-RX频带的频带拆分器25。第二路径是从端口5到连接负载(例如50Ω)的端口8。类似地，到达第二混合耦合器23的端口6的信号经由两个路径行进。第一路径是从端口6到端口8(到负载中)并且第二路径是从端口6到端口7。来自端口7的信号被传递通过2-RX频带拆分器25并且拆分为接收信号RX1和RX2。

在图2的复用器示例中，耦合器17和23以及BPF 19和21使能对单个天线(例如，天线13)的使用，来既发射信号TX1和TX2并且又接收信号RX1和RX2。理想地，RX BPF 19、21是相同的并且具有频率响应，该频率响应被配置成传递在天线13处接收的RX1和RX2信号并且抑制从2-TX频带组合器15在耦合器17的端口2处被输入的TX1和TX2信号。在实践中，TX1和TX2信号不是完全被抑制，并且存在最终传递通过BPF 19、21的某个残留量(也称为TX泄漏)。此外，如果在频带组合器15中以及在BPF 19和21的通带中曾经存在由TX1和TX2信号所生成的任何PIM，则也将会传递通过BPF 19和21。然而，由于它的耦合器布置，图2中所示出的复用器示例展现出TX输入端口(端口2)与RX输出端口(端口7)之间相对高的隔离度、以及RX输出端口处的低PIM。具体地，在第一混合耦合器17中，从端口2行进到端口4(即，直接端口)的TX信号与从端口2行进到端口3(即，耦合端口)的信号具有90度的相位差。类似地，在第二混合耦合器23中，对于端口5处的信号，直接端口7处的输出与耦合端口8处的输出具有90度的相位差，并且对于端口6处的信号，直接端口8处的输出与耦合端口7处的输出具有90度的相位差。因此，由从第一耦合器17中的端口2去往端口4、通过RX BPF 19耦合至第二耦合器23中的端口5至7的TX信号所引起的任何残留和PIM，理想地将与来自第一耦合器17的端口2至3去往RX BPF 21去往第二耦合器23的端口6至7的TX残留和PIM是180度异相的。因此，这两条路径的信号将在端口7(RX输出端口)处相互抵消。相反地，到达第二耦合器23的端口7的、通过第一和第二耦合器17、23行进的与通过RX BPF19、21行进的、在端口1处来自天线13的接收信号将相长地相加，因为它们是同相的。

此外，在第一耦合器17的端口2处接收的TX信号被拆分成两个信号，一个从端口2到端口4而经过(直接端口)，并且一个从端口2到端口3而经过(直接端口)。到达端口4的信号将由于RX BPF 19的发射频带抑制而被反射。反射的信号将被反射回到端口1并且也将被反射到端口2。类似地，到达端口3的信号将由于RX BPF 21的发射频带抑制而被反射。这一反射的信号将被反射回到端口1并且也将被反射到端口2。从端口2到端口4到端口1经过的信号将在端口1处与从端口2到端口3到端口1经过的信号相长地相加。相反地，被反射回到端口2的两个信号将会相消地干涉并抵消。

上面的讨论假设了混合耦合器在整个相关频带上提供90度相移以及信号功率的等同拆分。进一步地，上面的讨论假设了对于去往直接端口的路径和去往耦合端口的路径为相同的平坦幅度频率响应。在现实中，混合耦合器(例如，图2的耦合器17、23)可能具有如图3中所示出的频率响应。如图3中所示出的，耦合器直接端口的频率响应27是下凹的，而耦合器耦合端口的频率响应29是上凹的。在较低接收频带RX1的较低频率处，直接端口与耦合端口之间的功率差大约为0.35dB。因此，采取频率F1作为示例，如果第一和第二混合耦合器17、23具有图3中所示出的响应，则在频率F1处从端口2到4到5到7经过的信号将会具有比从端口2到3到6到7经过的信号的功率低大约0.7dB的功率。这意味着，在频率F1处的抵消相比于如果直接端口与耦合端口之间在该频率处没有功率差的情况将会差大约10dB。在这一示例中，功率差还在频率F1处导致(以大约10dB)更高的PIM，其在端口7处进入接收路径。与此同时，对于频率F1附近的接收信号RX，这还导致了从端口1到端口7的接收路径中的大约0.1到0.3dB的附加插入损耗。进一步地，因为双频带BPF具有比单频带BPF更高的插入损耗，所以图2的复用器配置具有高插入损耗。

技术实现要素：

本公开有利地提供了一种复用方法和系统，以用于在无线电RF前端中路由发射信号和接收信号，以在不同频带中将接收信号与发射信号分离并放大。在一些示例中，本公开的复用方法和系统提供了增强的PIM性能以及接收信号的平衡放大。

根据一个方面，本公开提供了一种用于将发射信号路由到天线并且将接收信号路由到接收器的射频(RF)复用器。该复用器包括提供四个端口的第一混合耦合器，其中第一端口被配置为连接到天线，并且作为输入端口的第二端口被配置为接收N-频带发射信号。该复用器进一步包括第一M-频带拆分器，其连接到第一混合耦合器的第三端口并且产生第一组M个输出。该复用器进一步包括第一组M个放大电路，每个具有连接到第一组M个输出之一的输入端口，并且被配置为经由输出端口产生放大的输出。该复用器进一步包括第二M-频带拆分器，其连接到第一混合耦合器的第四端口并且产生第二组M个输出。该复用器进一步包括第二组M个放大电路，每个具有连接到第二组M个输出之一的输入端口并且被配置为经由输出端口产生放大的输出。该复用器进一步包括提供四个端口的至少一个其他混合耦合器，第一端口被连接以接收第一组放大电路之一的放大的输出，并且第二端口连接到第二组放大电路之一的放大的输出，至少一个其他混合耦合器中的每个具有第三端口和第四端口，第三端口是输出端口并且被配置为输出用于M个接收电路之一的M个接收信号之一，第四端口被配置为连接到M个负载之一。

根据这个方面，在一些实施例中，第一混合耦合器和多个混合耦合器中的每个是3dB 90度混合耦合器。在一些实施例中，M和N均为等于或大于一的正整数，并且至少一个其他混合耦合器是一组M个混合耦合器。在一些其他实施例中，至少一个其他混合耦合器中的每个具有频率响应，该频率响应互补于第一混合耦合器在相应频带中的频率响应，以使得第一混合耦合器和至少一个其他混合耦合器中的一个其他混合耦合器的组合频率响应引起如下两个信号的抵消，这两个信号从通过混合耦合器的两条不同路径到达至少一个其他混合耦合器中的该其他混合耦合器的输出端口。在一些其他实施例中，第一和第二M-频带拆分器每个具有M个滤波器，并且第一M-频带拆分器的每个滤波器具有频率响应，该频率响应对应于第二M-频带拆分器的对应滤波器的频率响应。

在一些其他实施例中，第一和第二组M个放大电路中的每一个包括至少一个放大器，并且第一组M个放大电路的至少一个放大器中的每个在相应频带中具有频率响应，该频率响应对应于第二组M个放大电路的对应放大器在该相应频带中的频率响应。在一些其他实施例中，第一和第二组M个放大电路中的每个包括低噪声放大器(LNA)。在一些其他实施例中，第一和第二组放大电路中的每一个包括放大器、之后串联有至少一个陶瓷多层滤波器模块的至少一个级联。此外，在一些其他实施例中，第一M-频带拆分器的每个滤波器和第二M-频带拆分器的每个滤波器包括声滤波器。在一些其他实施例中，声滤波器是表面声波(SAW)滤波器、体声波(BAW)滤波器和薄膜体声波谐振器(FBAR)滤波器之一。在一些其他实施例中，至少一个陶瓷多层滤波器模块的带外频率衰减特性超过2M个声滤波器中对应的两个中的每个的带外频率衰减特性。在一些其他实施例中，至少一个陶瓷多层滤波器模块的通带幅度特性的变化小于2M个声滤波器中对应的一个的通带幅度特性。

在一些其他实施例中，第一M-频带拆分器包括M个带通滤波器，第一M-频带拆分器的每个带通滤波器传递M个接收信号中的不同的一个并且抑制N-频带发射信号。在一些其他实施例中，第二M-频带拆分器包括M个带通滤波器，第二M-频带拆分器的每个带通滤波器对应于第一M-频带拆分器的带通滤波器。还在一些进一步的实施例中，该复用器进一步包括N-频带组合器，其具有连接到第一混合耦合器的第二端口的输出端口，N-频带组合器被配置为经由N个输入端口接收N个发射信号并且经由它的输出端口产生N-频带发射信号。

附图说明

在结合附图考虑时，通过参考以下详细描述，将更容易地理解对本公开的更完整的理解以及它的附带优点和特征，在附图中：

图1是常规射频前端的框图；

图2是常规四频带复用器的框图；

图3是图2的混合耦合器的频率响应的图形；

图4是依据本公开的原理被构造的双频带复用器的一个实施例的框图；

图5是依据本公开的原理被构造的双频带复用器的另一实施例的框图；

图6是依据本公开的原理被构造的四频带复用器的一个实施例的框图；

图7是图6的配置的第一混合耦合器的频率响应的图形，其示出了接收频带1；

图8是图6的配置的第二混合耦合器的耦合响应的图形，其示出了针对接收频带1的互补响应；

图9是图6的配置的第一混合耦合器的频率响应的图形，其示出了接收频带2；

图10是图6的配置的第三混合耦合器的频率响应的图形，其示出了针对接收频带2的互补响应；

图11是依据本公开的原理被构造的多频带复用器的一个实施例的框图；

图12是图5和图11的接收滤波器组合的频率响应；

图13是依据本公开的原理被构造的用于放大电路的另一实施例的框图；以及

图14是依据本公开的原理被构造的用于放大电路的又另一实施例的框图。

具体实施方式

在详细描述依据本公开的示例性实施例之前，所注意的是，实施例主要存在于装置组件和处理步骤的组合，它们有关于对发射信号和接收信号进行复用以及对无线电中的接收信号进行滤波。因此，系统和方法组件已经在适当的地方通过附图中的常规符号被表示，附图仅示出了与理解本公开的实施例相关的那些具体细节，以便不会以对得到本文描述的益处的本领域的普通技术人员将容易明显的细节而使本公开模糊不清。

如本文所使用的，诸如“第一”和“第二”，“顶部”和“底部”等的关系术语可以仅被用来将一个实体或元件与另一实体或元件进行区分，而不是必然要求或暗示这样的实体或元件之间的任何物理或逻辑关系或顺序。

现在参考附图，其中相似的参考标记指代相似的元件，图4示出了依据本公开的原理被构造的用于射频(RF)前端的双频带复用器(在这种情况下也称为双工器)34，用以在不同频带中将接收信号RX与发射信号TX分离并放大。如所示出的，复用器34组合地包括第一和第二混合耦合器36、38(例如3dB 90度耦合器)、第一和第二接收(RX)带通滤波器(BPF)40、42、以及第一和第二放大电路45、47。发射(TX)BPF 35被配置为接收发射信号TX并且将经滤波的信号输出到第一混合耦合器36的端口2。TX信号经由端口3和4在BPF 40、42处被反射，并且在端口1处同相地相加并耦合至天线37。在图4的示例中，复用器34是并入TX BPF 35的独立或集成模块。然而，其他实施方式是可能的。例如，TX BPF 35可以是在RF前端的设计阶段期间被组合到复用器模块的外部组件。替换地，复用器34可以利用分立(独立)组件被构建，以在对用于TX路径和RX路径的滤波器的选择中提供更大的设计灵活性。例如，具有相对大尺寸的高功率陶瓷滤波器可以被选择作为TX BPF 35，而接收路径滤波器(例如RX BPF40、42)可以被选择为低功率、小尺寸的声滤波器。其他实施方式是可能的。

在图4的示例中，接收信号RX由天线37接收并且被输入到第一混合耦合器36的端口1。这一信号被拆分至端口3(直接端口)和端口4(耦合端口)。端口4处的信号经由串联级联的BPF 40和放大电路45而耦合到第二混合耦合器38的端口5。类似地，端口3处的信号经由也是串联级联的BPF 42和放大电路47而耦合到第二混合耦合器38的端口6。在这一示例中，第一和第二放大电路45、47每个包括低噪声放大器(LNA)44、46，它们优选地具有相同或相似的频率响应。然而，存在其他的放大电路配置(如将在下文进一步详细描述的)。另外，还优选地被配置有相同或相似频率响应的BPF 40、42操作为传递与接收信号RX相对应的频带，但是另外地，BPF 40、42被配置为抑制经由第一混合耦合器36的端口3、4所耦合的TX信号。然而，存在其他的可能性，其中对于例如多频带应用，如下文将在其他示例中解释的，频带拆分器可以被使用以替代带通滤波器。在一些实施例中，BPF40、42可以是声滤波器，诸如例如，SAW、BAW或FBAR滤波器，它们在尺寸上与陶瓷滤波器相比显著地较小。然而，其他类型的滤波器和/或其他滤波实施方式是可能的。

继续于图4的示例，在端口5和6处接收的信号被耦合到第二混合耦合器38的输出端口7。被标示为接收信号RX的第二混合耦合器38的输出被馈送到接收电路(未示出)中以用于进一步的处理和解调。根据本公开的原理，复用器34将放大电路45、47直接并入在耦合器36、38之间的接收路径中以提供平衡的放大。作为结果，在第一混合耦合器36的端口1(输入)处，来自两个单元放大器44、46的反射信号为180异相的并且相互抵消。出于同样的原因，在第二混合耦合器38的端口7(输出)处，反射信号也将被抵消而导致了针对由单位放大器44、46所提供的(平衡)LNA配置的良好输入和输出回波损耗(RL)表现。这种LNA配置与单端放大器相比还提供了更好的稳定性。

除了提供良好的(平衡)放大之外，图4的复用器布置还展现出相对低的PIM。具体地，在第一混合耦合器36中，从端口2行进至端口4(即，直接端口)的TX信号与从端口2行进到端口3(即，耦合端口)的信号具有90度的相位差。类似地，在第二混合耦合器38中，对于端口5处的信号，直接端口7处的输出与耦合端口8处的信号具有90度的相位差，并且对于端口6处的信号，直接端口8处的输出与耦合端口7处的信号具有90度的相位差。因此，经由第一耦合器36中的端口4而通过RX BPF 40耦合到第二耦合器38中的端口5至7的残留TX信号，理想地将与从第一耦合器36中的端口2至3去往RX BPF 42去往第二耦合器38的端口6至7的残留TX信号是180度异相的。因此，这两个路径的信号将相互抵消。相反地，到达第二耦合器38的端口7的、通过第一和第二耦合器36、38行进的与通过RX BPF 40、42行进的、在端口1处来自天线37的接收信号将相长地相加，因为它们是同相的。

与单端放大器配置相比，与诸如图4中所示出的平衡放大配置相关联的其他益处包括更好的功率处置、具有较低回波损耗(RL)的更好的输入/输出匹配能力、以及更好的稳定性。相比于使用与平衡LNA串联(即，平衡LNA在被连接以接收RX信号的接收电路中)的常规复用器的常规前端设计，本公开的复用器配置还有利地使用减少数目的组件(例如，减少数目的耦合器)而导致了具有较低噪声系数(NF)的设计，其较不昂贵且更小，这对于一些应用(例如，低功率基站和/或多频带操作)可能是实质性的益处。

为了进一步降低NF和/或改进带外衰减，接收路径中可以使用附加的滤波器。例如，图5示出了在每个接收路径中增加有附加BPF以改进复用器RX路径性能的图4的实施例。具体地，除了TX BPF 35、混合耦合器36、38、以及RX BPF 40、42之外，复用器34还在LNA 44、46的输出处包括附加的RX BPF 41、43。在这一示例中，优选地配置有相同或相似的频率响应的附加RX BPF 41、43(在这一示例中被标示为放大电路45、47的一部分，但是可以被考虑为是单独组件)是陶瓷多层滤波器模块。在一个实施例中，陶瓷多层滤波器模块是具有大约100至200的Q的低Q滤波器。相对照地，在一个实施例中，声BPF 40、41是具有大于500至4000的Q的高Q滤波器。在实践中，声滤波器的高Q是合意的且有帮助的。然而，对于一些应用，声滤波器的低带外衰减可能是不合意的。相反地，陶瓷多层滤波器模块的低Q可能是不合意的，但是通过级联一个或多个陶瓷多层滤波器而可实现的高带外衰减是合意的且有帮助的。如下文更详细地解释的，声BPF 40、42与陶瓷多层BPF 41、43的组合产生了有利地提供高Q和高带外衰减两者的频率响应。

现在参考图6，示出了依据本公开的原理被构造的四频带复用器，其与接收信号的平衡放大相组合而提供增强的PIM性能。如所示出的，两个独立的发射信号TX1和TX2由双频带的频带组合器50组合。双频带组合器50的组合输出被输入到第一3dB 90度混合耦合器52的端口2。这些信号在端口3和4处被反射并且在端口1处同相地相加并被耦合至天线28。

不同频带中的两个接收信号RX1和RX2由天线28接收并且被输入到第一混合耦合器52的端口1。这些信号被拆分至端口3(直接端口)和端口4(耦合端口)。端口4处的RX1信号经由双频带的频带拆分器54和放大电路63(例如LNA)而被耦合到第二混合耦合器58的端口5。端口4处的RX2信号经由拆分器54和另一放大电路61而被耦合到第三混合耦合器60的端口9。类似地，端口3处的RX1信号经由双频带的频带拆分器56和放大电路65而被耦合到第二混合耦合器58的端口6。端口3处的RX2信号经由拆分器56和另一放大电路67而被耦合到第三混合耦合器60的端口10。在端口5和6处接收的信号RX1被耦合到第二混合耦合器58的输出端口7。相似地，在端口9和10处接收的信号RX2被耦合到第三混合耦合器60的输出端口11。在图6的示例中，放大电路61、63、65、67每个包括优选地具有相同或相似频率响应的低噪声放大器(LNA)。然而，其他放大电路配置是可能的(如将在下文进一步详细描述的)，诸如例如，对一个或多个BPF滤波器(未示出)的使用来增强RX带外衰减和/或降低RX NF。这种变体在下文中关于图11-图14进一步详细讨论。

另外，优选地配置有相同或相似频率响应的频带拆分器54、56操作为传递并拆分与接收信号RX1和RX2相对应的频带，但是另外地，抑制经由第一混合耦合器52的端口3、4耦合的TX1信号和TX2信号。然而，其他滤波器可以被使用，诸如例如，之前关于图4和图5所描述的BPF。在一些实施例中，拆分器54、56可以是声滤波器(例如SAW、BAW或FBAR滤波器)以帮助减小与复用器设计相关联的尺寸和成本。然而，其他类型的滤波器和/或其他滤波实施方式是可能的。

图7是第一混合耦合器52的频率响应的图形，并且图8是第二混合耦合器58的频率响应的图形。图7示出了对于第一混合耦合器52的端口2处的输入信号，耦合端口3在较低频带边缘F1处具有比直接端口4处的信号高大约0.35dB的功率。在较高频带边缘F2处，耦合端口3处的功率比直接端口4处的功率低大约0.08dB。为了补偿这些功率差异，第二混合耦合器58的频率响应是第一混合耦合器52的频率响应的互补物。因此，如图8中所示出的，在较低频率F1处，耦合端口功率比直接端口功率低大约0.35dB，并且在较高频率F2处，耦合端口功率比直接端口功率高大约0.08dB。因此，当信号经过第一和第二混合耦合器52、58两者时，第一混合耦合器52中的直接路径与耦合路径之间的功率上的差异，被第二混合耦合器58中的直接路径与耦合路径之间的差异所补偿。因此，第一和第二混合耦合器的频率响应被称为是互补的。

图9是第一混合耦合器52的频率响应的图形，其示出了第二接收频带RX2，并且图10是第三混合耦合器60的频率响应的图形。这些附图示出了第一和第三混合耦合器52、60的频率响应关于频率F3与F4之间的第二接收频带RX2是互补的。例如，第一混合耦合器52在频率F3处的直接端口路径的耦合与耦合端口路径的耦合之间的差异，被第三混合耦合器60的直接端口路径的耦合与耦合端口路径的耦合之间的差异所补偿。在频率F4处，对于两个混合耦合器52、60的耦合同样如此。

因此，从通向第二混合耦合器58的端口7的不同路径而到达的两个TX信号跨整个RX1频带将具有几乎相同的功率水平。因此，与两个混合耦合器52、58的频率响应不互补时相比，RX1频带中的信号的两个部分在端口7处将得到更好的抵消，这意味着，起因于传递RX1频带中的TX1信号和TX2信号而由组合器50的TX1滤波器和TX2滤波器所生成的任何PIM将在端口7(RX1输出端口)处基本上被抵消。对于第三混合耦合器60的端口11处的RX2频带同样如此。进一步地，因为接收到达负载端口8和12的信号的天线将由于第一和第二混合耦合器以及第一和第三混合耦合器的互补频率响应而良好地被抵消，所以作为改进的抵消的结果，天线端口1与RX端口7和11之间的插入损耗将低于如果两个混合耦合器的频率响应不互补的情况。

图11是多频带复用器的示例的电路框图，其进一步图示了扩展到多于四个频带的上文关于图4至图10所描述的概念。特别地，图11示出了用于与N个发射信号TX1，...TXN相对应的N个发射频带以及与M个接收信号RX1，...RXM相对应的M个接收频带的复用器。在这一示例中，N和M是可以为一或更大的正整数。N个发射信号TX1，...TXN的N个发射频带由N-频带的频带组合器78组合。N-频带组合器78的组合输出被输入到第一混合耦合器(例如，3dB 90度耦合器)82的端口2。这些信号在端口3和4处被反射，在端口1处同相地相加，并且被耦合至天线70。

图11中所示出的复用器包括第一和第二M-频带的频带拆分器80、81，每个被配置为拆分在天线70处接收的M个接收信号RX1，...RXM。类似于上文关于图4至图10所描述的示例，图11的多频带复用器示例还包括每个接收路径中的放大电路，以提供在天线70处接收的M个接收信号RX1，...RXM的平衡放大。具体地，由天线70接收并且被输入至第一混合耦合器82的端口1的M个接收信号RX1，...RXM被拆分至端口3(直接端口)和端口4(耦合端口)。第一组M个放大电路91、93、95每个将M-频带拆分器80的M个输出之一连接至混合耦合器83、84、86的输入端口，而第二组放大电路97、99、101每个将M-频带拆分器81的M个输出之一连接至混合耦合器83、84、86的输入端口，以提供在天线70处接收的接收信号RX1，...RXM的平衡放大。

特别地，端口4处的RX1信号经由第一M-频带拆分器80和第一组放大电路91、93、95中的放大电路95而耦合至第二混合耦合器83的端口5。端口4处的RX2信号经由拆分器80和第一组放大电路91、93、95中的另一放大电路93而耦合至第三混合耦合器84的端口9。类似地，端口3处的RX1信号经由第二M-频带拆分器81和第二组放大电路97、99、101中的放大电路97而耦合至第二混合耦合器83的端口6。端口3处的RX2信号经由拆分器81和第二组放大电路97、99、101中的另一放大电路99而耦合至第三混合耦合器84的端口10。端口3和4处的RXM信号遵循类似路径，通过拆分器80和81以及放大电路91、101而最终被耦合到第M混合耦合器86的端口13和14。

在端口5和6处接收的信号RX1被耦合到第二混合耦合器83的输出端口7。相似地，在端口9和10处接收的信号RX2被耦合到第三混合耦合器84的输出端口11，而在端口13和14处接收的信号RXM被耦合到第M混合耦合器86的输出端口15。

在这一示例中，第一和第二组放大电路91、93、95和97、99、101优选地被配置有相同或相似的频率响应，并且每个包括LNA88、90、92、94、96、98，它们可选地与另一BPF 100、102、104、106、108、110(例如，陶瓷多层滤波器模块)串联连接以进一步改进RX NF和/或RX带外衰减。BPF 100、102、104、106、108、110在这一示例中被标示为放大电路91、93、95和97、99、101的一部分，但不是必须如此，并且可以替代地被考虑为是每个接收路径的单独(独立)组件并与放大电路91、93、95和97、99、101级联。此外，如上文所提到的，对于每个接收路径中使用的滤波器的类型和/或数目，存在许多可能性。一般而言，每个接收路径中的适当滤波组合可以部分地取决于RX NF和/或RX带外衰减要求，发射/接收频带的数目、位置，和/或RF前端的尺寸。

另外，优选地配置有相同或相似频率响应的M-频带拆分器80、81操作为将与在第一混合耦合器82的端口4处接收的接收信号RX1，...RXM相对应的频带传递并拆分为M个频带，每个对应于特定的接收信号RX1，...RXM。另外，M-频带拆分器80、81可以被配置为抑制经由第一混合耦合器82的端口3、4所耦合的发射信号TX1，...TXM。然而，其他滤波器可以被使用，诸如例如，之前关于图4和图5所描述的BPF。在一些实施例中，拆分器80、81可以是声滤波器(例如SAW、BAW或FBAR滤波器)以帮助减小与复用器设计相关联的尺寸和成本。然而，其他类型的滤波器和/或其他滤波实施方式是可能的。

在图11的电路图中，混合耦合器82具有关于混合耦合器83、84和86互补的频率响应。更特别地，用于第M接收频带(用于接收信号RXM)的第M混合耦合器的频率响应是对于第M接收频带(用于接收信号RXM)的混合耦合器82的频率响应的互补物。

除了提供平衡放大之外，图11的复用器布置还展现出相对低的PIM。与单端放大器配置相比，与诸如图11中所示出的平衡放大配置相关联的其他益处是更好的功率处置、具有较低RL的更好的输入/输出匹配能力、以及更好的稳定性。相比于使用与平衡LNA串联(即，在被连接以接收RX1,…RXM信号之一的接收电路中)的常规复用器的常规前端设计，本公开的复用器配置还有利地使用减少数目的组件(例如，减少数目的耦合器)而导致了具有较低NF的设计，其较不昂贵且更小，这对于一些应用(例如，低功率基站)可能是实质性的益处。

图12示出了声滤波器和陶瓷滤波器(诸如用于单接收频带应用的图5的BPF 40、41和BPF 42、43，以及用于多接收频带应用的图11的拆分器80、81中的BPF及BPF 100、102、104、106、108和110)的组合的复合频率响应111如何满足示例的高Q和带外衰减掩模要求48，诸如针对长期演进(LTE)频带2、针对一些其他3GPP频带、或者针对其他(未来)无线通信网络的频带。还要注意，因为天线与LNA之间的滤波损耗对RX NF做出大的贡献，并且由于声滤波器具有比常规谐振器类型陶瓷滤波器更低的插入损耗，所以如果图5中的BPF 40和42以及图11中的拆分器80和81中的BPF是声滤波器，则图5和图11中所示出的滤波器组合中的接收路径的NF将低于这样的谐振器类型的基于陶瓷滤波器的已有RX前端滤波器解决方案。

图13、图14示出了根据本公开的原理的放大电路的替换实施例。在图13中，放大电路117包括与陶瓷多层滤波器模块117串联连接的LNA 115，陶瓷多层滤波器模块117包括被标记为滤波器1、滤波器2…滤波器n并且被形成在印刷电路板114上的级联陶瓷多层滤波器112。陶瓷多层滤波器112通过传输线116分离。在一个实施例中，低温共烧陶瓷(LTCC)多层滤波器通常具有不大于4.5×3.2×1.9毫米的尺寸。一些LTCC多层滤波器具有小至1.6×0.8×0.6毫米的尺寸。这比具有50×15×10毫米量级或更大的尺寸的常规谐振器类型陶瓷滤波器小得多。

注意，因为LTCC多层滤波器在滤波器块的外部没有完全金属密封的封装，所以它们的滤波器性能可能被与其他附近的RF组件(包括其他附近的LTCC滤波器)的交叉耦合所影响。因此，为了获得良好的级联滤波性能，三个优选的级联条件可能需要被满足。首先，所有的LTCC多层滤波器应当具有相同的设计。第二，通过传输线连接的任何两个单个的LTCC多层滤波器的端口应当具有相同的个体端口阻抗。

第三，连接两个单个的LTCC多层滤波器的传输线的长度L1、L2...Ln-1(统称为长度“L”)可以使用3-维电磁(EM)仿真工具而被优化，该3-维EM仿真工具计入印刷电路板(PCB)的EM性质。使用EM仿真工具，不期望的杂散模式可以从总的级联滤波器性能中被减小或消除。如果长度L太短或者由于不适当的长度L而形成相位失配，则这些不想要的模式从交叉耦合被生成。在一个实施例中，使用常见的PCB材料(诸如FR-4和Rogers等)，经优化的距离L可以在1mm至7mm的范围之内。在一个实施例中，长度L1、L2等是相同的。将被用于级联LTCC多层滤波器模块的PCB可以与承载低噪声放大器和其他RF前端组件的共用RX前端段PCB分离或者是其一部分。

图14是用于放大电路的另一实施例的框图，其具有第一LNA130、第一陶瓷多层滤波器132、第二LNA 134和第二陶瓷多层滤波器136。这一实施例不同于本文所描述的其他实施例，因为在这一实施例中，LNA 134被插入在两个陶瓷多层滤波器132和136之间，以减少两个陶瓷多层滤波器132、136之间的交叉耦合的量。此外，因为陶瓷多层滤波器136在第二LNA 134之后，所以陶瓷多层滤波器136的损耗应当对RX NF仅做出小的贡献。进一步的实施例可以包括附加的陶瓷多层滤波器和LNA的级联。级联的陶瓷多层滤波器越多，所实现的带外衰减将会越大。值得注意的是，尽管图5和图11的实施例仅示出了在放大电路中对单个附加BPF(例如，陶瓷多层滤波器)的使用，但是所理解的是，其他滤波布置(诸如图13和图14中如此示出的)可以被使用。

因此，这里所描述的实施例包括提供发射信号与接收信号的有效分离以及接收信号的平衡放大的RF复用器。如这里所公开的，可以根据本公开的原则而使用各种滤波器配置以提供具有小型滤波器的小的、更低成本的无线电基站。

本公开有利地提供了一种复用方法和系统，以用于在无线电RF前端中路由发射信号和接收信号，以在不同频带中将接收信号与发射信号分离并放大。在一些示例中，本公开的复用方法和系统提供了增强的PIM性能以及接收信号的平衡放大。

根据一个方面，本公开提供了一种用于将发射信号路由到天线并且将接收信号路由到接收器的射频(RF)复用器。该复用器包括提供四个端口的第一混合耦合器，其中第一端口被配置为连接到天线，并且作为输入端口的第二端口被配置为接收N-频带发射信号。该复用器进一步包括第一M-频带拆分器，其连接到第一混合耦合器的第三端口并且产生第一组M个输出。该复用器进一步包括第一组M个放大电路，每个具有连接到第一组M个输出之一的输入端口，并且被配置为经由输出端口产生放大的输出。该复用器进一步包括第二M-频带拆分器，其连接到第一混合耦合器的第四端口并且产生第二组M个输出。该复用器进一步包括第二组M个放大电路，每个具有连接到第二组M个输出之一的输入端口并且被配置为经由输出端口产生放大的输出。该复用器进一步包括提供四个端口的至少一个其他混合耦合器，第一端口被连接以接收第一组放大电路之一的放大的输出，并且第二端口连接到第二组放大电路之一的放大的输出，至少一个其他混合耦合器中的每个具有第三端口和第四端口，第三端口是输出端口并且被配置为输出用于M个接收电路之一的M个接收信号之一，第四端口被配置为连接到M个负载之一。

根据这个方面，在一些实施例中，第一混合耦合器和多个混合耦合器中的每个是3dB 90度混合耦合器。在一些实施例中，M和N均为等于或大于一的正整数，并且至少一个其他混合耦合器是一组M个混合耦合器。在一些其他实施例中，至少一个其他混合耦合器中的每个具有频率响应，该频率响应互补于第一混合耦合器在相应频带中的频率响应，以使得第一混合耦合器和至少一个其他混合耦合器中的一个其他混合耦合器的组合频率响应引起如下两个信号的抵消，这两个信号从通过混合耦合器的两条不同路径到达至少一个其他混合耦合器中的该其他混合耦合器的输出端口。在一些其他实施例中，第一和第二M-频带拆分器每个具有M个滤波器，并且第一M-频带拆分器的每个滤波器具有频率响应，该频率响应对应于第二M-频带拆分器的对应滤波器的频率响应。

在一些其他实施例中，第一和第二组M个放大电路中的每一个包括至少一个放大器，并且第一组M个放大电路的至少一个放大器中的每个在相应频带中具有频率响应，该频率响应对应于第二组M个放大电路的对应放大器在该相应频带中的频率响应。在一些其他实施例中，第一和第二组M个放大电路中的每个包括低噪声放大器(LNA)。在一些其他实施例中，第一和第二组放大电路中的每一个包括放大器、之后串联有至少一个陶瓷多层滤波器模块的至少一个级联。此外，在一些其他实施例中，第一M-频带拆分器的每个滤波器和第二M-频带拆分器的每个滤波器包括声滤波器。在一些其他实施例中，声滤波器是表面声波(SAW)滤波器、体声波(BAW)滤波器和薄膜体声波谐振器(FBAR)滤波器之一。在一些其他实施例中，至少一个陶瓷多层滤波器模块的带外频率衰减特性超过2M个声滤波器中对应的两个中的每个的带外频率衰减特性。在一些其他实施例中，至少一个陶瓷多层滤波器模块的通带幅度特性的变化小于2M个声滤波器中对应的一个的通带幅度特性。

在一些其他实施例中，第一M-频带拆分器包括M个带通滤波器，第一M-频带拆分器的每个带通滤波器传递M个接收信号中的不同的一个并且抑制N-频带发射信号。在一些其他实施例中，第二M-频带拆分器包括M个带通滤波器，第二M-频带拆分器的每个带通滤波器对应于第一M-频带拆分器的带通滤波器。

还在一些进一步的实施例中，该复用器进一步包括N-频带组合器，其具有连接到第一混合耦合器的第二端口的输出端口，N-频带组合器被配置为经由N个输入端口接收N个发射信号并且经由它的输出端口产生N-频带发射信号。

本领域的技术人员将会意识到，本公开不限于本文已经在上面特别示出和描述的内容。另外，除非上文做出相反的提及，否则应当注意，所有附图都不是按比例绘制的。各种修改和变化鉴于上面的教导是可能的，而不会偏离以下权利要求的范围。